【正文】 值和最大值，然后選擇具體型號(hào)。10)大大減少了元件數(shù)目?？s短開發(fā)時(shí)間，加快產(chǎn)品上市。IPM自動(dòng)檢測(cè)驅(qū)動(dòng)電源，當(dāng)?shù)陀谝欢ㄖ党^l0u S 時(shí)，將截止驅(qū)動(dòng)信號(hào)。7)驅(qū)動(dòng)電源欠壓保護(hù)。6)抗干擾能力強(qiáng)。在串聯(lián)的橋臂上，上下橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互鎖。在靠近IGBT的絕緣基板上安裝了一個(gè)溫度傳感器，當(dāng)基板過熱時(shí)，IPM內(nèi)部控制電路將截止柵級(jí)驅(qū)動(dòng)，不響應(yīng)輸入控制信號(hào)。IPM實(shí)時(shí)檢測(cè)IGBT電流，當(dāng)發(fā)生嚴(yán)重過載或直接短路時(shí)，IGBT將被軟關(guān)斷，同時(shí)送出一個(gè)故障信號(hào)。IPM內(nèi)部的IGBT導(dǎo)通壓降低，開關(guān)速度快，故IPM功耗小。IPM內(nèi)的IGBT芯片都選用高速型，而且驅(qū)動(dòng)電路緊靠 IGBT芯片，驅(qū)動(dòng)延時(shí)小，所以IPM開關(guān)速度快，損耗小。以其高可靠性，使用方便贏得越來越大的市場(chǎng)，尤其適合于驅(qū)動(dòng)電機(jī)的控制器和各種逆變電源，是變頻調(diào)速，冶金機(jī)械，電力牽引，伺服進(jìn)給，變頻家電的一種非常理想的電力電子器件。即使發(fā)生負(fù)載事故或使用不當(dāng)，也可以IPM自身不受損壞。4．2．3逆變電路 4．2．3．1智能功率模塊 IPM 逆變電路的功率器件采用目前最先進(jìn)的智能功率模塊IPM(Intelligent Powr Module)，IPM不僅把功率開關(guān)器件和驅(qū)動(dòng)電路集成在一起，而且還內(nèi)藏有過電壓，過電流和過熱等故障檢測(cè)電路，并可將檢測(cè)信號(hào)送到CPU或DSP作中斷處理。并聯(lián)在電容兩邊的電阻RR2為均衡電阻，由于每個(gè)電容的參數(shù)不完全相同，此均衡電阻使串聯(lián)的電容分壓相同，同時(shí)在電源關(guān)斷時(shí)給電容提供放電回路。在加入濾波電容之前，單相整流橋輸出平均電壓為： （）加上濾波電容之后，UD的最高電壓可達(dá)到交流線電壓的峰值： ()假設(shè)輸入電壓的波動(dòng)范圍是220V～240V，電源功率因數(shù)為0．9，那么每一個(gè)周期內(nèi)電容吸收的能量為： ()式中POUT為電機(jī)輸出功率，UPK為峰值電壓，Umin為最小交流輸入電壓。通常是在整流輸出端并入大電容。因此我們可以選用的單相整流橋規(guī)格為20A、1000V。通過整流二極管的峰值電流為： （）流過二極管電流有效值為： （）二極管的電流定額為： （）考慮濾波電容充電電容的影響，要留有更大的電流裕量， 選用IN =20A。本課題所用電機(jī)為900W，屬于小功率范圍，因此采用220V單相整流橋整流。圖42主電路圖4．2．1整流電路整流電路因變頻器輸出功率大小不同而不同。本系統(tǒng)被控電機(jī)參數(shù)為：額定功率PN=900W，額定電VN=380V，額定電流IN =2．37A，額定頻率FN=50HZ。整流器 濾波器 逆變器圖41系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖4．2主電路設(shè)計(jì)主電路部分原理如圖4—2所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路和緩沖吸收電路組成。檢測(cè)電路將檢測(cè)到的信號(hào)傳給DSP，DSP做出相應(yīng)處理后將各種信息再經(jīng)串口傳送到上位機(jī)顯示出來，使我們可以很清楚的看到系統(tǒng)運(yùn)行狀況。第四章 變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計(jì)4．1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖4．1所示，主要由整流電路、濾波電路、逆變電路、DSP 控制電路、電壓電流檢測(cè)電路、保護(hù)電路及上位機(jī)控制部分組成。3)當(dāng)同等丌關(guān)頻率條件時(shí)，方案二可以具有更短的中斷周期T電機(jī)電流諧波好于軟件方案。圖36硬件方法實(shí)現(xiàn)的Uref所在扇區(qū)0的SVPWM波形硬件方案相對(duì)于軟件方案具有以下優(yōu)勢(shì)：1)硬件方案的開關(guān)頻率低，大大降低了開關(guān)損耗。Ux表示。其實(shí)現(xiàn)方案為：將每個(gè)PWM周期分成5段，分別用Ux、Ux177。 圖35軟件方法實(shí)現(xiàn)的Uref在扇區(qū)0的SVPWM波形2．硬件生成SVPWM方案 TMS320LF2407A中具有兩個(gè)事件管理器EVA和EVB，每事件管理器中都有一個(gè)空間矢量狀態(tài)機(jī)器件。以扇區(qū)0為例，開關(guān)切換順序應(yīng)為：U0(000)—U1(100)一U2(110)—U7(111)—U2(110)—U1(100)—U0(000)，分別計(jì)算出T0 /T0 /4+ T1/T0 /4+ T1/2+Tm /2的時(shí)間裝載到對(duì)應(yīng)的比較寄存器，得到對(duì)稱的輸出波形如圖3—5所示。UUx177。有兩種對(duì)稱的開關(guān)方案可供選擇，一種是用軟件實(shí)現(xiàn)SVPWM方案，另一種是用硬件實(shí)現(xiàn)SVPm4方案。1和零矢量U0或U7合成的。于是有：（）式中，Tl和Tm分別是在周期時(shí)間T內(nèi)基本空間矢量Ul和Um各自的作用時(shí)間；To是0矢量的作用時(shí)間。圖3—3表示參考電壓矢量Uref和與之對(duì)應(yīng)的αβ軸分量Uα和Uβ 以及基本空間矢量Ul和Um的對(duì)應(yīng)關(guān)系(其中Ul和Um是任意兩個(gè)相鄰的基本空間矢量)。 圖33基本的電壓空間矢量與開關(guān)狀態(tài)示意圖空間矢量PWM的目的是，通過與基本的空間矢量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)的組合，得到一個(gè)給定的定子參考電壓矢量Uref。他們的對(duì)應(yīng)關(guān)系同樣如表3—1所示。其轉(zhuǎn)換公式為(3．9)所示。表31功率管開關(guān)狀態(tài)與線、相電壓以及與相電壓在αβ坐標(biāo)系分量的關(guān)系表矢量UVW狀態(tài)相電壓線電壓αβ坐標(biāo)系VaVbVcVabVbcVcaVsαVsβU000000000000U11002Vdc /3Vdc /3Vdc /3Vdc0 Vdc0U2110Vdc /3Vdc /32Vdc /30VdcVdc U3010Vdc /32Vdc /3Vdc /3Vdc Vdc 0U40112Vdc/3Vdc /3Vdc /3Vdc 0Vdc 0U5001Vdc /3Vdc /32Vdc /30VdcVdcU6101Vdc /32Vdc/3Vdc /3VdcVdc0U711100000000在該表中Va 、 Vb 和 Vc表示3個(gè)輸出的相電壓，Vab、 Vbc 和 Vca表示3個(gè)輸出的線電壓，Vsα、Vsβ是空間矢量分解得到的子軸分量。 () ()上式中，由于開關(guān)變量矢量[a b c ]t有8個(gè)不同的組合值(a、b或c只能取0或1)，即逆變橋上半部分3個(gè)功率管的開關(guān)狀態(tài)有8種不同的組合，故其輸出的相電壓和線電壓也有8中對(duì)應(yīng)的組合。Q1，Q3和Q5這三個(gè)功率管的開關(guān)狀態(tài)，即a、b或c為0或1的狀態(tài)，將決定Va 、Vb 和Vc 三相輸出電壓的波形情況。圖中Va、Vb、Vc 是逆變器的電壓輸出，Q1—— Q6 是六個(gè)功率管，它們分別被a、a’、b、b’、c和c’這6個(gè)控制信號(hào)所控制。SVPWM控制用逆變器不同的開關(guān)模式產(chǎn)生實(shí)際磁通去逼近基準(zhǔn)磁通圓，不但能達(dá)到較高的控制性能，而且由于它把逆變器和電機(jī)看作一個(gè)整體處理，使所得模型簡(jiǎn)單，便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，并具有轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小、噪聲低、電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)頻率高于額定頻率時(shí)，為了避免電機(jī)繞組絕緣破壞的情況發(fā)生，電源電壓不能超過電機(jī)的額定電壓值，這樣可得壓頻控制原理圖如圖3—1所示：圖31恒壓頻比控制原理圖3．2電壓空間矢量(SVPWM)控制原理空間矢量PWM的英文全稱是Space Vector PWM，簡(jiǎn)寫成SVPWM或SVM。必須采取相應(yīng)的補(bǔ)償措施—U/f轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償法。當(dāng)頻率f的數(shù)值相對(duì)較高時(shí)，定子阻抗壓降在電壓U中所占比例相對(duì)較小，U≈E所產(chǎn)生的誤差較??；當(dāng)頻率f的數(shù)值降的較低時(shí)，電壓也按同比例下降，而定子阻抗的壓降并不按同比例下降，使定子阻抗壓降在電壓U中所占比例增大，U≈E將產(chǎn)生較大誤差。即 E／f≈U／f=常數(shù) (36)所以，在變頻的同時(shí)也需要變壓，這就是所謂的VVVF或VF。由于定子電阻上產(chǎn)生的壓降相對(duì)于加在繞組端的電源電壓U很小，可以用加在繞組端的電源電壓U來近似代替E。即設(shè)法滿足： E／f=KΦ=常數(shù) (35)這就要求，當(dāng)電機(jī)調(diào)速改變電源頻率f時(shí)，E也應(yīng)該相應(yīng)的變化，來維持它們的比值不變。因此當(dāng)磁通量增加時(shí)，將產(chǎn)生磁飽和，造成實(shí)際磁通量增加不上去，產(chǎn)生電流波形畸變，削弱電磁力矩，影響機(jī)械特性。 理論上這種新的平衡對(duì)機(jī)械特性影響不大。其中定子電流I分成兩部分：少部分I1用于建立主磁場(chǎng)磁通Φ，大部分I2用于產(chǎn)生電磁力帶動(dòng)機(jī)械負(fù)載。3．1 V／F控制原理由電機(jī)學(xué)理論，交流異步電機(jī)的定子繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)是定子繞組切割旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)磁力線的結(jié)果，其有效值計(jì)算如下：E=KfΦ (32)式中K一與電機(jī)結(jié)構(gòu)有關(guān)的常數(shù)；Φ一磁通。變頻調(diào)速的方法主要有：V/F控制、矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩和電壓空間矢量(SVPWM)控制方法。由式(31)可見，影響電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速的因素有：電動(dòng)機(jī)的磁極對(duì)數(shù)P，轉(zhuǎn)差率s和電源頻率f。為將異步電機(jī)作為一個(gè)系統(tǒng)來控制提供了理論依據(jù)。2．3．2在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型 設(shè)坐標(biāo)軸dq的旋轉(zhuǎn)速度等于定子頻率的同步角轉(zhuǎn)速ω1，而轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)速為ω，則dq軸相對(duì)于轉(zhuǎn)子的角轉(zhuǎn)速為ωs=ω1一ω，即為轉(zhuǎn)差。d—q和α—β軸的夾角θ是一個(gè)變量，隨著負(fù)載、轉(zhuǎn)速而變。當(dāng)觀察者站在鐵心上和繞組一起旋轉(zhuǎn)時(shí)，在他看來，d和q是兩個(gè)通以直流而且相互垂直的靜止繞組，如果控制磁通的位置在d軸上，就相當(dāng)于直流電機(jī)物理模型了。如果讓包含兩個(gè)繞組在內(nèi)的整個(gè)鐵心以同步轉(zhuǎn)速ω1旋轉(zhuǎn)，則磁動(dòng)勢(shì)自然也隨之旋轉(zhuǎn)起來，成為旋轉(zhuǎn)磁動(dòng)勢(shì)。 如圖2—3所示，α—β為兩相靜止坐標(biāo)系(2s)，d—q為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(2r)。此變換稱為 3／2變換(3s／2s變換)?？梢杂珊?jiǎn)單的三角函數(shù)關(guān)系推導(dǎo)出從三相到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣： （29）若為三相平衡系統(tǒng)，uA+ uB+ uC =0，則矩陣的第三行系數(shù)為0，于是可寫成為 (210)即 (211)變換后的兩相電流有效值為三相電流有效值的倍，因此，每相功率為三相繞組每相功率的3/2倍，但相數(shù)由原來3變成2，所以變換前后總功率不變。的兩相交流電，也可以產(chǎn)生相同的磁動(dòng)勢(shì)F。 2．2．1從三相到兩相的靜止坐標(biāo)變換(3s／2s)圖22 3s／2s變換圖22是A、B、C為三相對(duì)稱靜止繞組，圖2．1中A軸與口軸重合，通以三相平衡的J下弦電流，產(chǎn)生合成磁動(dòng)勢(shì)F，以同步轉(zhuǎn)速旋轉(zhuǎn)，三相靜止坐標(biāo)系與兩相靜止坐標(biāo)系在空間上相差90。 在研究電機(jī)矢量控制時(shí)定義有三種坐標(biāo)系統(tǒng)，即三相靜止坐標(biāo)系(3s)、兩相靜止坐標(biāo)系(2s)和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(2r)。為了對(duì)三相系統(tǒng)進(jìn)行簡(jiǎn)化，就必須對(duì)電動(dòng)機(jī)的參考坐標(biāo)系進(jìn)行變換，這就叫——坐標(biāo)變換。從對(duì)直流電機(jī)的分析中發(fā)現(xiàn)，如果將交流電機(jī)的物理模型等效的變換成類似直流電機(jī)的模型，就可以大大簡(jiǎn)化分析和控制問題，這就需要進(jìn)行坐標(biāo)變換。因此，異步電機(jī)三相原始數(shù)學(xué)模型相當(dāng)復(fù)雜，不易求解。分布，必然引起三相繞組間的耦合。 由以上方程可知，異步電機(jī)的非線性強(qiáng)耦合主要表現(xiàn)在磁鏈方程和轉(zhuǎn)矩方程中，既存在定子和轉(zhuǎn)子之間的耦合，也存在三相繞組間的交叉耦合。 3．矩陣方程 根據(jù)機(jī)電能量轉(zhuǎn)換原理，異步電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式為： Te=PnLm1[(iAia+iBib+iCic)sinθ+(iAib+iBic+iCia)sin(θ+120o)+(iAic+iBia+iCib)sin(θ120o)] (27)4．運(yùn)動(dòng)方程 對(duì)于恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載，機(jī)電系統(tǒng)的運(yùn)動(dòng)方程為：Te= TL + J/PnA軸和轉(zhuǎn)子a軸間的電角度θ即為空間角位移變量圖21異步電機(jī)物理模型2．1異步電機(jī)的原始數(shù)學(xué)模型異步電機(jī)的原始數(shù)學(xué)模型可由以下四組方程表示： 1．電壓方程 三相定子繞組的電壓方程為： (21)三相轉(zhuǎn)子繞組折算到定子側(cè)后的電壓方程為： （22）式中uA，uB，uC，ua，ub，uc——定子、轉(zhuǎn)子相電壓的瞬時(shí)值； iA，iB，iC，ia，ib，ic——定子、轉(zhuǎn)子相電流的瞬時(shí)值； ψA，ψB，ψC，ψa，ψb，ψc——各繞組的全磁鏈； R1 ，R2——定子、轉(zhuǎn)子繞組電阻。圖中，定子三相繞組軸線A、B、C在空間是固定的，故定義為三相靜止坐標(biāo)系。4)忽略溫度和頻率變化對(duì)電機(jī)參數(shù)的影響。電角度，且認(rèn)為磁動(dòng)勢(shì)和磁通在空間都是按J下弦規(guī)律分布。第二章 交流異步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型三相交流異步電機(jī)是一個(gè)多變量、高階、非線性、強(qiáng)耦合的復(fù)雜系統(tǒng)，為了方便對(duì)三相交流異步電機(jī)進(jìn)行分析研究，抽象出理想化的電機(jī)模型，通常對(duì)實(shí)際電機(jī)作如下假設(shè) ：1)忽略磁路飽和的影響，認(rèn)為各繞組的自感和互感都是恒定的。 4．在CCS集成開發(fā)環(huán)境下采用C語言編程實(shí)現(xiàn)Ⅵ和電壓空間矢量(SVPWM)控制算法，控制電機(jī)實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速功能。 3．設(shè)計(jì)一臺(tái)900W的小功率異步電機(jī)變頻裝置。課題主要內(nèi)容包括：1．深入研究異步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型和VVVF控制、電壓空間矢量等變頻調(diào)速控制方法。1．3本課題研究的內(nèi)容本課題綜合國(guó)內(nèi)外電機(jī)變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展情況，在掌握交流電機(jī)變頻調(diào)速基本原理的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一套基于DSP芯片TMS320LF2407A和電壓空間矢量SVPWM的交流異步電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的軟硬件解決方案。 我們將目前常用的一些電機(jī)控制專用芯片的性能做了一下比較，如表11所示。2006年9月飛思卡爾公司推出了4款16位新型DSP 56F8000和DSC(數(shù)字信號(hào)控制器)56F80X系列產(chǎn)品，該系列可提供16位96MHZ的PWM，并且具有可編程故障功能，高度精確的12位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(ADC)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(DAC)等。16位144k*16位2kt24位256k片內(nèi)RAM 2k 8k2k 16／64kB12k最高運(yùn)算速度