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單周期控制高功率因數(shù)整流器研究電氣工程畢業(yè)論文-文庫(kù)吧資料

2025-06-30 21:48本頁(yè)面
  

【正文】 0),即可實(shí)現(xiàn)三相PWM 整流器單位功率因數(shù)。令誤差放大器輸出: 則上式又可化簡(jiǎn)為: (318)有因?yàn)椋? (319)將式(319)代入(318)中可得: (320)式中 ——積分器時(shí)間常數(shù)。由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電源電壓頻率,所以電感值通常選擇很小, 則電感兩端電壓相對(duì)于電源相電壓而言可以忽略不計(jì),因此式(32)可以近似簡(jiǎn)化為: (33)在三相平衡無(wú)中線系統(tǒng)中有 ++=0 (34) 將方程組(32)中的三式相加,可得 ++=0 (35)由圖39 可知, 點(diǎn) A 、B 、C 相對(duì)于中性點(diǎn)O 的電壓又可以寫(xiě)為: (36)合并(35)、(36)兩式可得:= (37) 將式(32)、(37)代入式(36)中,有: (38)將矩其寫(xiě)成陣形式: = (39) 將式(31)代入式(39)中并整理可得占空比和電源相電壓,的關(guān)系如下: = (310) 由于在式(34)中矩陣為奇異陣,則方程組有無(wú)數(shù)解,設(shè)其中一解可用下式表示: (311)將上式代入式(310) 中, 可得參數(shù) = 可以為任意值。—直流輸出電壓根據(jù)式(31) 可得整流器的等效平均模型, 如圖39 所示。③ 每個(gè)橋臂上、下兩個(gè)開(kāi)關(guān)互補(bǔ)運(yùn)行,即若開(kāi)關(guān)VT的占空比為d,則開(kāi)關(guān)VT 的占空比為1;③ 開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電源頻率; N圖38 三相電壓型 PWM 整流器主電路拓?fù)洧?忽視開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通壓降和開(kāi)關(guān)損耗, 忽略分布參數(shù)的影響。 三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型如圖38所示為三相電壓型主電PWM整流器路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這類方法目前還只是處于研究階段,是國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的新熱點(diǎn)。非線性控制方法。當(dāng)整流器工作時(shí),應(yīng)該檢測(cè)等效負(fù)載電阻或負(fù)載電流以確定當(dāng)前工作點(diǎn),然后查表讀取相應(yīng)的反饋矩陣。電壓、電流控制不分開(kāi),而是對(duì)整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)極點(diǎn)配置或設(shè)計(jì)最優(yōu)二次型調(diào)節(jié)器。在數(shù)字化系統(tǒng)中進(jìn)行坐標(biāo)變換非常方便,因此使用靜止坐標(biāo)系的控制器便會(huì)越來(lái)越少。為彌補(bǔ)控制器在靜止坐標(biāo)系下的不足,可以通過(guò)在靜止坐標(biāo)系的電流控制器中引入電網(wǎng)反電勢(shì)信號(hào)作為前饋補(bǔ)償可以增加靜止坐標(biāo)系的電流控制效果和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的接近度。在同步坐標(biāo)系下可以實(shí)現(xiàn)電流的無(wú)靜差跟蹤,電流響應(yīng)也較為快一些。假設(shè)是在離散電流模型中設(shè)置極點(diǎn),并使得電流在采樣點(diǎn)后一拍或數(shù)拍跟蹤上電流指令,這就是所謂的無(wú)差拍電流控制或預(yù)測(cè)電流控制。當(dāng)不考慮直流電壓的變化時(shí),整流器輸入電流的模型是線性時(shí)不變系統(tǒng)。其缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)的頻率不固定,開(kāi)關(guān)應(yīng)力較大,現(xiàn)在已基本淘汰。根據(jù)電流控制器的實(shí)現(xiàn)形式,又分以下幾種形式電流滯環(huán)調(diào)節(jié)器。電流內(nèi)環(huán)控制電流,而且起到了改善控制對(duì)象的作用。這是目前應(yīng)用最廣泛,最為實(shí)用化的控制方式。直接電流控制的PWM整流器采用SPWM調(diào)制方式,采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu),電壓外環(huán)輸出作為電流指令,電流內(nèi)環(huán)則控制輸入電流,使之快速跟蹤電流指令,其動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較快、控制精度高、限流容易在實(shí)際生產(chǎn)中得到了廣泛的應(yīng)用,但是其缺點(diǎn)是對(duì)硬件和CPU的要求比較高。“間接電流控制”策略著優(yōu)點(diǎn)是無(wú)需電流傳感器、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、靜態(tài)特性良好,但這種控制方式的缺點(diǎn)是: 動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢,穩(wěn)定性差、動(dòng)態(tài)過(guò)程中存在直流電流偏移和很大的電流過(guò)沖、自身無(wú)限流保護(hù)、需有過(guò)流保護(hù)限制了該種策略的實(shí)際應(yīng)用。根據(jù)有沒(méi)有引入電流反饋可以將這些控制方法分為兩種,引入交流電流反饋的稱為直接電流控制,的稱為間接電流控制沒(méi)有引入交流電流反饋。這些控制系統(tǒng)都各有優(yōu)勢(shì),但是對(duì)于電壓型PWM整流器目前應(yīng)用較多的是電流控制策略。功率等級(jí)也從千瓦發(fā)展到如今的兆瓦級(jí)。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐?。歷經(jīng)數(shù)十年的研究與探索,PWM整流器技術(shù)已日漸趨于成熟。整個(gè)控制過(guò)程可以由下圖形象的描述。PWM整流器仍然處于同上的逆變狀態(tài)。在圖36中的D點(diǎn),由于電網(wǎng)電壓矢量E和交流側(cè)電流矢量I的相位相差180度,此時(shí)整流器只吸收電網(wǎng)中的有感性無(wú)功功率。這時(shí),電能夠從PWM整流器直流側(cè)傳輸流向電網(wǎng)。在圖35中的C點(diǎn),由于電網(wǎng)電壓矢量E滯后交流側(cè)電流矢量I九十度,矢量E, I之間的相位關(guān)系和電容上電流,電壓相位關(guān)系一樣,因此稱PWM整流器此時(shí)交流側(cè)運(yùn)行特性呈現(xiàn)純電容性,這時(shí)只有電網(wǎng)中的容性無(wú)功功率才能被整流器吸收。這時(shí),整流器吸收電網(wǎng)中的容性無(wú)功和有功功率。在圖34中的B點(diǎn),電網(wǎng)電壓矢量E和交流側(cè)電流矢量I的相位相同,矢量I,E之間的相位關(guān)系同電阻上電流,電壓相位關(guān)系一樣,因此PWM整流器的交流側(cè)可以處于單位功率因數(shù)運(yùn)行的狀態(tài),只有電網(wǎng)中的有功功率才能被整流器吸收,無(wú)功功率則不能被吸收。當(dāng)開(kāi)關(guān)管交流側(cè)輸入電壓矢量V端點(diǎn)從圓的A運(yùn)行到B的過(guò)程中,PWM整流器從電網(wǎng)吸收無(wú)功和有功功率,整流器便處于整流狀態(tài)。 圖33 PWM整流器純電感運(yùn)行時(shí)交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量圖PWM整流器的純電感狀態(tài)運(yùn)行的交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量圖如圖33所示。為簡(jiǎn)化對(duì)電路的分析,忽略PWM整流器對(duì)應(yīng)物理量的諧波分量,只是考慮它的基波分量。從圖32可以看出,PWM整流器的交流回路的組成有電網(wǎng)電源,開(kāi)關(guān)管交流側(cè)輸入電壓,交流側(cè)電感。 PWM整流器運(yùn)行的基本原理根據(jù)PWM整流器的主電路得到其簡(jiǎn)化電路如圖32所示。圖31 三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)淙嚯妷盒蚉WM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖31所示,其中在所示的電路中三相電感L起濾波作用,因此交流側(cè)電流可近似認(rèn)為是三相正弦電流,C為直流側(cè)電容,起穩(wěn)壓濾波的作用,當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí),可保持直流母線電壓基本不變,故可看作是直流電壓源。PWM整流器對(duì)傳統(tǒng)的相控整流器及二極管都進(jìn)行了相應(yīng)的改進(jìn),其比較重要的改進(jìn)在于采用了PWM的調(diào)制方式和全控型的率器件,進(jìn)而才能讓PWM整流器具有電能雙向流動(dòng)及較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制、網(wǎng)側(cè)電流正弦控制等比較多的優(yōu)良性能??刂品椒ㄈ∠藗鹘y(tǒng)控制方法中的乘法器, 使整個(gè)控制電路的復(fù)雜程度降低,具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、開(kāi)關(guān)頻率恒定、魯棒性強(qiáng)、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn),是一種很好的控制方法。它通過(guò)控制開(kāi)關(guān)的占空比,使每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中開(kāi)關(guān)變量的平均值嚴(yán)格等于或正比于控制參考量。 本章小結(jié)本章主要講單周期控制原理及其應(yīng)用,并對(duì)其進(jìn)行動(dòng)態(tài)分析。當(dāng)在該區(qū)間較小部分變化時(shí),式(214) 就不一定成立, 這就有可能出現(xiàn)局部發(fā)散的情況,但是在滿足收斂條件之前電流不會(huì)超出極限范圍。, 60176。從以上分析可見(jiàn),式(234) 的條件是單周期控制方法全局收斂的充分條件,,因此在實(shí)際電路參數(shù)的選擇上沒(méi)有必要過(guò)于嚴(yán)苛。] 內(nèi):= (215)由式(214) 可知需要、與、同相位, 系統(tǒng)就可以達(dá)到單位功率因數(shù)。而信號(hào) 的斜率如下式所示: (213)將式(210) 和式(212) 結(jié)合起來(lái), 得到單周期控制電路的局部穩(wěn)定條件: (214)由于是三相三線整流電路, 所以有++=0, 從而得到在[ 0176。在前面已知對(duì)于開(kāi)關(guān),有4 種狀態(tài)組合, 這樣相電流,和它們的線性組合可以根據(jù)這些開(kāi)關(guān)狀態(tài)計(jì)算出來(lái)。對(duì)于圖341 所示的工作波形圖, 每個(gè)時(shí)鐘周期開(kāi)始時(shí), 對(duì)應(yīng)2個(gè)等效開(kāi)關(guān)管開(kāi)通, 此時(shí)電感充電, 電感電流上升, 當(dāng)積分器輸出電壓與信號(hào)Ⅰ和信號(hào)Ⅱ等效電感電流之和相等時(shí), 開(kāi)關(guān)關(guān)斷, 此時(shí)電感處于放電狀態(tài), 電感電流下降, 從圖中可看出, 電感電流具有上升斜率為=/, 且其對(duì)應(yīng)的下降斜率為=Rs (E)/,載波信號(hào)的斜率為=, 假定電感電流隨時(shí)間線性變化, 通過(guò)對(duì)圖中波形的幾何關(guān)系分析可以建立起關(guān)于第n個(gè)開(kāi)關(guān)周期和第n+1 個(gè)周期占空比的離散映射關(guān)系, 在這里對(duì)于2個(gè)開(kāi)關(guān)管的占空比, 都是存在如下關(guān)系: (210)為了判斷系統(tǒng)的穩(wěn)定性, 對(duì)式(210) 求導(dǎo)數(shù)得到:
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