【正文】 全能夠滿足要求。由于IPM驅動電路要求開關信號的延遲時間在015μs以內,為提高控制信號傳輸速度,選用高速光耦合器HCPL4504。其內置三相變頻器用IGBT及FWD,并內置IGBT的驅動功能,所以只要將光耦合器輸出連接IPM,就能夠不設計門電阻值而驅動IGBT。⑦無須采取防靜電措施。⑥抗干擾能力強。⑤具有柵極驅動欠壓封鎖功能。④具有過熱保護功能。③具有快速的短路保護功能。②低功耗。（2）驅動及控制性能方面①開關速度快。⑨采用先進的開關電源制造技術，通過獨特方法實現(xiàn)隔離輸出，滿足驅動電路需要，并保證人身安全。外部采用環(huán)氧樹脂澆注，實現(xiàn)上下殼體的牢固聯(lián)結，以達到較高的防護強度和氣閉密封。⑥采用進口專用IC、貼片元件等，大大提高了智能化控制能力，保證了驅動和控制電路的可靠性。④主電路采用進口的IGBT方形芯片、高級芯片支撐板，模塊壓降小、功耗低，效率高，節(jié)電效果好。該產品在材料成本、制造費用、生產規(guī)模等方面都具有較大優(yōu)勢。同時給用戶安裝帶來極大的方便。②復雜的電聯(lián)結經過巧妙設計，布線極為合理，外形美觀，體積小，結構緊湊。IPM產品特點：（1）結構方面①IPM由高速低功耗的IGBT管芯和優(yōu)化的柵極驅動電路以及快速保護電路組成。均壓電阻的阻值可根據(jù)其功率的大小來選擇。解決電壓不平衡的方法便是在兩個電容器的兩端分別并聯(lián)電阻值相等的均壓電阻Rc1和Rc2。串聯(lián)以后兩個電容器組上的電壓分配必將是不平衡的。一般的電解電容耐壓只能做到450V，串聯(lián)分壓后才能接到537V的直流母線。電阻值較大時容量可相對取小一點；電阻值較小時容量則要取得大一點。因此，限流電阻的容量不必太大。限流電阻的選擇包括電阻的阻值和容量的選擇，其選取的原則如下：阻值的選取原則上可根據(jù)驅動器的額定電流來選擇。電路中R1為啟動電阻，限制濾波電容CC2的充電電流。另外，在不使用主電路時要給濾波電容放電，以免發(fā)生事故。當然，使用電容濾波是它的優(yōu)點，但同時也是它的缺點－電容兩端的電壓不能突變。 整流電路 濾波電路三相交流電源由二極管整流，再通過大電容濾波為恒定直流。經過整流電路之后的電壓已經不是交流電壓，而是一種含有直流電壓和交流電壓的混合電壓，習慣上稱單向脈動性直流電壓。表31 電機參數(shù)型 號額定功率kw滿載時堵轉電流堵轉轉矩 最大轉矩 最小轉矩 轉速r/min電流A功率 ％功率因數(shù)Y280M141390本文采用交－直－交變頻調速方式，主回路由不可控整流電路，濾波/緩沖環(huán)節(jié)，智能功率模塊IPM構成的逆變電路組成。第三章 系統(tǒng)硬件設計產品名稱：三相異步電動機產品特點：Y2系列電動機具有高效、節(jié)能、噪聲低、振動小、重量輕、運行安可靠、堵轉轉矩高和外形美觀等優(yōu)點。由于開關頻率和矢量組合的限制，空間電壓矢量的合成矢量只能以某一步進速度旋轉，從而使矢量端點的運動軌跡為一多邊形準圓形軌跡。 分析扇區(qū)I矢量關系，假設逆變器主電路的直流母線電壓為Ud ，采樣周期為Ts，矢量UU6和零矢量的作用時間TTT0可通過下式計算： （） 用α和β坐標描述，則有： （）且 （）：扇區(qū)Ⅰ： （）當Uref*位于其它扇區(qū)中時，同理可求得各矢量作用時間，解各方程后結果如下所示：扇區(qū)Ⅱ： ()扇區(qū)Ⅲ： ()扇區(qū)Ⅳ： ()扇區(qū)Ⅴ： ()扇區(qū)Ⅵ： ()通過分析這些結果可將進一步簡化計算結果：定義： （）對于不同扇區(qū)，Tx， ： Tx和Ty賦值表扇區(qū)號ⅠⅡⅢⅣⅤⅥTxZZXXYY TyXYYZZXTx、Ty賦值后，還要對其線性區(qū)調制進行判斷，接著判斷Tx+TyTs是否成立，如不成立，則Tx、Ty保持不變；如成立，則設將電壓矢量端點軌跡端點拉回至正六邊形內切圓內時兩非零矢量作用時間分別為，則有比例關系 ()因此可用下式求得，： ()然后可由此作為相鄰兩電壓空間矢量和零矢量的持續(xù)時間。為區(qū)別六種狀態(tài)，令：S=A+2B+4C （）則S可為1至6六個整數(shù)值，正好與六個扇區(qū)一一對應，只是在具體數(shù)值順序上與扇區(qū)實際順序有所差別，用式()，圖中棱形區(qū)域外的1至6六個數(shù)值為式()計算出的數(shù)值，棱形區(qū)域內的I至VI六個數(shù)為實際扇區(qū)號。采用上述條件，只需經過簡單的加減及邏輯運算即可確定所在的區(qū)間，避免了計算復雜的非線性函數(shù)，簡化運算對提高系統(tǒng)的響應速度是很有實際意義的。實際上，若進一步結合矢量圖幾何關系分析，： ， 且 （）使用式()判斷扇區(qū)與式()等效，且與以Uref*無關，完全避免了計算非線性函數(shù)，實現(xiàn)起來就容易多了。通過分析和的關系來判斷參考電壓矢量Uref*所處的扇區(qū)的。 電壓空間矢量所在扇區(qū)的判斷本文SVPWM的調制，是將電機兩維靜止坐標α、β坐標系上的兩個正交電壓向量和作為空間矢量信號實時調制的給定。無論以何種方式產生SVPWM波形，只要滿足式()、()，它們的電壓利用率都是一樣的。傳統(tǒng)的SPWM最大相電壓峰值是Ud/2，%。定義幅度調制比m為： （）電壓空間矢量調制的線性調制制約條件是： （） （） （）以上三式對于任何θ都成立，而因而幅度調制比m的最大值為1，也就是說逆變器輸出相電壓的極限峰值是。式()中，當T4，T6不足時，插入零矢量補足，一般地，有： （）式中T00、T07分別代表零矢量U0、U7的作用時間。由于零矢量的作用不會改變磁鏈圓形軌跡的形狀，只是使磁鏈停止不前，改變的是磁鏈的變化速度。為了保證平均值等效原理的有效性，應該滿足T4+T6Ts；該條件保證了輸出波形無畸變，也決定了SVPWM的最大輸出限定。按照平行四邊形法則，利用這8個空間矢量可以合成任意的電壓矢量，以第一扇區(qū)為例，由平均值等效原理可得T4U4+T6U6+T0U0=TSUref （）式中 TT6為開關矢量UU6的作用時間；T0為零矢量的作用時間；TS為PWM開關周期。為獲得旋轉的空間電壓矢量，只有利用各矢量的作用時間的不同來等效合成所需要的矢量。通過控制各個電壓矢量的作用時間，使空間電壓矢量接近圓軌跡旋轉，就可以使電機磁通也逼近圓軌跡。相鄰兩非零矢量和零矢量在時間上的不同組合，可以得到該扇區(qū)內的一組等幅不同相的空間電壓矢量。利用這8種電壓矢量的線性組合，就可以獲得更多的與基本空間矢量相位不同的電壓空間矢量，最終構成一組等幅不同相的電壓空間矢量，疊加形成盡可能逼近圓形旋轉磁場的磁鏈圓。零矢量位于原點，相鄰非零矢量之間的夾角為60度。 三相電壓源型逆變器，空間八個基本電壓矢量組成一個六邊形，分六個扇區(qū)，其中有兩個矢量為零矢量位于原點，即為和。以直流側中點作為參考點，當上管導通時輸出電壓為Ud/2，下管導通時輸出電壓為Ud/2。由六個功率開關器件組成。電壓矢量可以表示為： （）定子電壓方程為： （）當轉速不是很低時，定子電阻壓降較小，可以忽略，則有： （）這表明電壓空間矢量的方向與磁鏈的運動方向一致。 電壓空間矢量示意圖當磁鏈矢量在空間旋轉一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動一周，其軌跡與磁鏈圓重合?；ゲ?200的三相電壓，其矢量相加的合成矢量是一個旋轉的空間矢量，并且幅值不變，是每相電壓的3/2倍。 αβ坐標與dq坐標軸的設定C2s/2r變換，寫成矩陣形式，其公式如下： （）其逆變換矩陣型式為： （）同樣，電壓和磁鏈的旋轉逆變換矩陣也與電流（磁動勢）旋轉逆變換陣相同，電壓的Park逆變換陣為： （） SVPWM的工作原理 電壓空間矢量是按照電壓所加繞組的空間位置來定義的。αβ為靜止坐標系，dq為任意角速度旋轉的旋轉坐標系，αβ靜止坐標系變換為dq旋轉坐標系時，圖中θ為α軸與d軸之間的夾角，dq繞組在空間垂直放置，且加上直流Ud和Uq，并讓d，q坐標以同步轉速旋轉，則產生的磁動勢與αβ坐標系等效。采用磁勢分布和功率不變的絕對變換，三相交流電流在空間產生的磁勢F與兩相交流電流產生的磁勢相等。 三相繞組與二相繞組的軸線設定 C3s/2s變換和C2s/3s變換這是三相定子ABC坐標系與兩相定子αβ坐標系之間的變換，稱為Clar變換，也叫3/2或3s/2s變換。給出實現(xiàn)流程圖和部分程序。對于DSP由設計任務書需設計其最小系統(tǒng)：包括對電源電路、晶振電路、復位電路、JTAG的設計。本文首先對主電路進行設計，繪出系統(tǒng)電路總圖。成就這一進展的前提就是DSP每MIPS價格目標已設定為幾個美分或更低。這時，DSP業(yè)務也一躍成為TI最大的業(yè)務，這個階段DSP每MIPS的價格已降到10美分到1美元的范圍。同時，TI瞄準DSP電子市場上成長速度最快的領域。 到90年代，多家公司躋身DSP領域與TI進行市場競爭。當設計師努力使DSP處理器每MIPS成本降到了適合于商用的低于10美元范圍時，DSP在軍事、工業(yè)和商業(yè)應用中不斷獲得成功。80年代開始了第二個階段，DSP從概念走向了產品，TMS32010所實現(xiàn)的出色性能和特性備受業(yè)界關注。DSP產業(yè)在約40年的歷程中經歷了三個階段：第一階段，DSP意味著數(shù)字信號處理，并作為一個新的理論體系廣為流行；隨著這個時代的成熟，DSP進入了發(fā)展的第二階段，在這個階段，DSP代表數(shù)字信號處理器，這些DSP器件使我們生活的許多方面都發(fā)生了巨大的變化；接下來又催生了第三階段，這是一個賦能(enablement)的時期，我們將看到DSP理論和DSP架構都被嵌入到SoC類產品中。它不僅具有可編程性，而且其實時運行速度可達每秒數(shù)以千萬條復雜指令程序，遠遠超過通用微處理器，是數(shù)字化電子世界中日益重要的電腦芯片。 DSP芯片簡介DSP（digital signal processor）是一種獨特的微處理器，是以數(shù)字信號來處理大量信息的器件。對于SVPWM調制尤其要考慮其特殊的時間比較方式，故有專門的硬件支持來實現(xiàn)的才是最佳方案。一般來說，由于電動機在高速運行時，需要的零矢量等待時間較短，所以在較高頻率時，均勻插入零矢量的效果并不明顯(考慮到死區(qū)的影響，甚至效果會更差)，而在低頻運轉時，需要的零矢量等待時間較長，此時均勻的零矢量插入會使諧波明顯降下來。其原理就是在SVPWM調制中均勻的插入零矢量，使得等待時間變得更加均勻，從而減少了電流的高次諧波，使電動機的脈動轉矩也更小。隨即于1992年，Yoshihiro Murai教授在IEEE上發(fā)表《感應電動機傳動中減少諧波的高頻劈零矢量PWM》。SVPWM調制技術一問世就受到人們的高度重視，其獨特的矢量調制方式，把電動機與PWM逆變器看為一體，著眼于如何使電動機獲得幅值恒定的圓形磁場為目標，他以三相對稱正弦電壓供電時交流電動機中的理想磁鏈圓為基準，用逆變器不同的開關模式所產生的磁鏈有效矢量來逼近基準圓，即用多邊形來近似逼近圓形，理論分析和實驗都表明SVPWM調制具有轉矩脈動小，噪音低，直流電壓利用率高(比普通的SPWM調制約高15%)等優(yōu)點。因此,抑制和消除諧波也是此類調速的重要課題,采用并聯(lián)斬波技術就是一種有效抑制諧波的方法。這不但降低了功率因數(shù)，也增大了噪聲和發(fā)熱損耗、產生干擾、污染電網(wǎng)。三：高次諧波在變頻調速和采用轉子回路引入附加電勢的3種調速方法中都使用功率器件變換器。其它各種調速方法的調速范圍都較小。 效率曲線η=f(s)二：調速范圍電動機調速范圍D=最高轉數(shù)/最低轉數(shù)。串級調速、雙饋調速和斬波式內反饋調速的效率較高，是因為其轉子功率P2中都含有反饋功率，其中斬波式內反饋調速的效率最高，因為它少了一項逆變變壓器損