【正文】 uVN39。uUV圖 615 梯形波為調(diào)制信號的 PWM控制 ? 梯形波調(diào)制方法的原理及波形 提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù) 圖 616， d 和 U1m /Ud隨 s 變化的情況 圖 617， s 變化時各次諧波分量幅值 Unm和基波幅值 U1m之比 0 0 . 2 0 . 4 0 . 6 0 . 8 1 . 0ds圖6 1 60 . 20 . 40 . 60 . 81 . 01 . 2U1mUd,dUdU1m圖 616 s 變化時的 d 和直流電壓利用率 0 . 2 0 . 4 0 . 6 0 . 8 1 . 0s圖6 1 75 wr00 . 10 . 27 wr11 wr13 wrU1mUnm圖 617 s 變化時的各次諧波含量 s = ，諧波含量也較少， d 約為 %，直流電壓利用率為 ， 綜合效果較好 梯形波調(diào)制的缺點： 輸出波形中含 5次、 7次等低次諧波 提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù) ?線電壓控制方式 圖6 1 8ucur1uOw turur1uO w tur3圖 618 疊加 3次諧波的調(diào)制信號 疊加 3次諧波 分析 : ?對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊粋€自由度來改善控制性能 目標 ——使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關次數(shù) 直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓 相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式 ?在相電壓調(diào)制信號中疊加 3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含 3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。后者的諧波分布情況和 SPWM波的諧波分析一致 PWM逆變電路的諧波分析 ? 直流電壓利用率 —— 逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值 U1m和直流電壓 Ud之比 ? 提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力 ? 減少器件的開關次數(shù)可以降低開關損耗 ? 正弦波調(diào)制的三相 PWM逆變電路 ， 調(diào)制度 a為 1時 ， 輸出線電壓的基波幅值為 ， 直流電壓利用率為， 實際還更低 ? 梯形波調(diào)制方法的思路 – 采用梯形波作為調(diào)制信號 ， 可有效提高直流電壓利用率 – 當梯形波幅值和三角波幅值相等時 ， 梯形波所含的基波分量幅值更大 dU)2/3( 提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù) – 梯 形 波 的 形 狀 用 三 角 化 率 s =Ut/Uto描述 ， Ut為以橫軸為底時梯形波的高 ， Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高 ? s =0時梯形波變?yōu)榫匦尾?， s =1時梯形波變?yōu)槿遣? – 梯形波含低次諧波 ， PWM波含同樣的低次諧波 – 低次諧波 （ 不包括由載波引起的諧波 ） 產(chǎn)生的波形畸變率為 d 圖6 1 5ucurUurVurWuuU N 39。 2wr和 2wc177。 1， m=1,2,… ； n=2,4,6,… 時 ， ????????。39。 – 同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為 dU、 dV和 dW， 脈沖兩邊的間隙寬度分別為 d’U、 d’V和 d’W， 同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零 ， 由式 (66)得 由式 (67)得 利用以上兩式可簡化三相 SPWM波的計算 23 cWVUT??? ddd4339。d 39。2d2d圖 612 規(guī)則采樣法 ? 規(guī)則采樣法原理 ?三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期 Tc ?自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以 相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化 ?在三角波的負峰時刻 tD對正弦信號波采樣得 D點，過 D作水平直線和三角波分別交于 A、 B點，在 A點時刻 tA和 B點時刻 tB控制開關器件的通斷 ?脈沖寬度 d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 規(guī)則采樣法 ?規(guī)則采樣法計算公式推導 正弦調(diào)制信號波 taurs inr w?a稱為 調(diào)制度 ， 0≤a1； wr為信號波角頻率 從圖 612得 , 2/22/s i n1cDrTta ??dw)s i n1(2 Drc taT wd ??(66) 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度 ? ? )s i n1(42139。2d2d圖 612 規(guī)則采樣法 圖6 1 2ucuO turTcA DBO tuotAtDtBd d 39。2Ud?2Ud圖 610 同步調(diào)制三相 PWM波形 討論： ?基本同步調(diào)制方式， fr變化時 N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定 三相電路中公用一個三角波載波，且取 N為 3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱 ?為使一相的 PWM波正負半周鏡對稱， N應取奇數(shù) fr很低時， fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除 fr很高時， fc會過高，使開關器件難以承受 異步調(diào)制和同步調(diào)制 圖 611 分段同步調(diào)制方式舉例 00 . 40 . 81 . 21 . 62 . 02 . 410 20 30 40 50 60 70 802011479969 45 3321圖6 1 1fr / H zfc /kHz?分段同步調(diào)制 —— 異步調(diào)制和同步調(diào)制的綜合應用 討論： ?把整個 fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持 N恒定，不同頻段的 N不同 在 fr高的頻段采用較低的 N， 使載波頻率不致過高； 在 fr低的頻段采用較高的 N， 使載波頻率不致過低 ?為防止 fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換 的方法 結論： 同步調(diào)制比異步調(diào)制復雜，但用微機控制時容 易實現(xiàn) ?可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近 異步調(diào)制和同步調(diào)制 規(guī)則采樣法 ? 自然采樣法： 按照 SPWM控制的基本原理產(chǎn)生的 PWM波的方法 ， 其求解復雜 ， 難以在實時控制中在線計算 ， 工程應用不多 ? 規(guī)則采樣法特點 ? 工程實用方法 ， 效果接近自然采樣法 ， 計算量小得多 圖6 1 2ucuO turTcA DBO tuotAtDtBd d 39。uVN39。 a1變 ， a a2和 a3也相應改變 ???????????????????????0)7c o s27c o s27c o s21(720)5c o s25c o s25c o s21(52)c o s2c o s2c o s21(2321d7321d5321d1aaa?aaa?aaa?UaUaUa計算法和調(diào)制法 ? 一般在輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各 k次，考慮到 PWM波四分之一周期對稱， k個開關時刻可控，除用一個自由度控制基波幅值外，可消去 k－ 1個頻率的特定諧波 ? k的取值越大，開關時刻的計算越復雜 ? 除計算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在 計算法和調(diào)制法 異步調(diào)制和同步調(diào)制 載波比 —— 載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr之比， N= fc / fr ?根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況， PWM調(diào)制方式分為 異步調(diào)制 和 同步調(diào)制 1. 異步調(diào)制 ——載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式 ?通常保持 fc固定不變 ， 當 fr變化時 ， 載波比 N是變化的 ?在信號波的半周期內(nèi) ， PWM波的脈沖個數(shù)不固定 ， 相位也不固定 ， 正負半周期的脈沖不對稱 ， 半周期內(nèi)前后 1/4周期的脈沖也不對稱 ?當 fr較低時 ， N較大 ， 一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多 ， 脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小 ?當 fr增高時 ， N減小 ， 一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少 ， PWM脈沖不對稱的影響就變大 2. 同步調(diào)制 ——載波信號和調(diào)制信號保持同步的調(diào)制方式，當變頻時 使載波與信號波保持同步，即 N等于常數(shù)。 1/3)Ud和 0共 5種電平組成 計算法和調(diào)制法 ? 控制規(guī)律： ? 防直通的死區(qū)時間 1. 同一相上下兩臂的驅動信號互補 ， 為防止上下臂直通而造成短路 ， 留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間 2. 死區(qū)時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定 3. 死區(qū)時間會給輸出的 PWM波帶來影響 ， 使其稍稍偏離正弦波 計算法和調(diào)制法 – 這是計算法中一種較有代表性的方法 ， 如圖 69 – 輸出電壓半周期內(nèi) ， 器件通 、 斷各 3次 （ 不包括 0和 π） ，共 6個開關時刻可控 圖6 9Ow tuoUd Ud2 ??a1a2a3?為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱 圖 6