【正文】 適的，本設(shè)計選用的是1kΩ的電阻[4]。代入數(shù)據(jù)算得=650pf。充電的總時間為MOSFET的電流下降時間tf與電壓上升時間tr之和。其工作原理為：當(dāng)MOSFET管關(guān)斷時，電容Cs通過二極管Ds充電，電容Cs和二極管Ds構(gòu)成了MOSFET的分流旁路，使得漏極電流能夠迅速地減小，縮短了關(guān)斷時間；當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時，電容Cs通過MOSFET和電阻Rs放電，使得MOSFET的漏極電流能夠迅速地提高，縮短了導(dǎo)通時間。如果不采取防護(hù)措施，高電壓和大電流可能使開關(guān)管的工作點(diǎn)超出安全工作區(qū)而將其損壞，因此在大功率逆變器中常設(shè)置緩沖吸收電路防止瞬時過壓、過流，減小開關(guān)管開關(guān)損耗，確保其工作在安全工作區(qū)。逆變器在工作過程中，其主電路開關(guān)器件IGBT有4種工作狀態(tài)：開通、通態(tài)、關(guān)斷、斷態(tài)。本文最終選取的MOSFET為IRFP460，其主要參數(shù)為：，；參數(shù)滿足設(shè)計要求。由于后級DCAC變換器的輸入電壓為360V，取2倍的豁裕量，得到MOSFET的耐壓為760V；，考慮到帶負(fù)載開機(jī)啟動時，瞬時電流可達(dá)峰值電流的2~3倍，充分考慮到豁裕量，取MOSFET的額定電流為5A。其中，MOSFET的驅(qū)動功耗低，關(guān)斷時間小，本設(shè)計為小功率容量逆變系統(tǒng)，MOSFET為首選器件，故本文選用的開關(guān)器件為MOSFET。在設(shè)計逆變器電路時，應(yīng)該根據(jù)功率容量和工作頻率等指標(biāo)要求，選取合適的功率開關(guān)管。因此，在選擇開關(guān)頻率時一定要做好權(quán)衡。開關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電壓精度越高。由于本文設(shè)計逆變電源的輸出功率為300W，輸出電壓的有效值為220V。輸出濾波電感的電流通過D2和M4續(xù)流，儲能濾波電容放電，給負(fù)載提供能量，此時的等效電路圖如圖44所示：圖44工作狀態(tài)二等效電路圖工作狀態(tài)三：當(dāng)Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0時，M1—M4全部關(guān)斷。圖42 M1—M4驅(qū)動信號圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DCAC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。變壓器的制作是本章的難點(diǎn)，涉及到磁芯、線圈、骨架的選擇和繞制方法等，通過學(xué)習(xí)掌握了小功率變壓器的制作方法。本章主要介紹了前級DCDC升壓，其中包括：推挽式升壓電路，PWM波的生成和高頻變壓器的設(shè)計，推挽式升壓電路的優(yōu)點(diǎn)是電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過交變電流時使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭。實(shí)際輸出最大占空比D(單管)，取D=，開關(guān)頻率設(shè)計在30KHz，輸入電壓最低為40 V（DC），保證輸出不小于365V(因?yàn)槿舯ＷC后級的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220VAC，則直流母線電壓必須大于365V)，則：選擇變壓器變比為取匝。這樣也有利于較少損耗和降低成本。確定了鐵芯下面計算一下匝數(shù)。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。變壓器的視在功率與其線路結(jié)構(gòu)關(guān)系密切，對于本設(shè)計中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，視在功率可表示為：、和開關(guān)變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有關(guān)，當(dāng)輸入為推挽電路時當(dāng)單端正激時為1。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。為原邊和副邊的功率。 為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，其缺點(diǎn)是飽和磁密偏低，適合高頻小功率使用，設(shè)計高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計算匝數(shù)、導(dǎo)線面積等參數(shù)。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。一般來說，磁心材料磁導(dǎo)率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能有較高的磁感應(yīng)強(qiáng)度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。設(shè)計高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開始。不合格的變壓器將導(dǎo)致溫升高、效率低、漏感嚴(yán)重、輸出波形畸變大等問題，直接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至?xí)p壞功率半導(dǎo)體器件。}考慮到驅(qū)動開關(guān)管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關(guān)管的開關(guān)損耗將增大，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。}void dutfactor0(unsigned int p){ OCR0=255*p/100。 TCNT0=TCNT2=0X00。本系統(tǒng)將捕獲寄存器ICRI的設(shè)定值作為計數(shù)器計數(shù)上限TOP值，則當(dāng)計數(shù)器計數(shù)到上限TOP值時，可以申請捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設(shè)置比較寄存器OCR1A/OCR1B的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見附錄）：void init_pwm(void){TCCR0=0X69。圖33為PWM 模式的時序圖。反向減1過程中，當(dāng)計數(shù)器TCNT1的值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時置位OC1A/ OC1B，即使引腳OC1A和 OC1B輸出高電平。當(dāng)T/C1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個計數(shù)脈沖到達(dá)時，改變計數(shù)方向，從TOP開始減1計數(shù)到0x0000。如圖32所示是ATmega128L的芯片外觀:圖32 ATmega128L的芯片外觀 基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成ATmega128L有4個定時/計數(shù)器，其中T/Cl是一個16位的多功能定時/計數(shù)器，它具有兩個獨(dú)立的輸出比較單元、一個輸入捕獲單元、相位可調(diào)的脈寬調(diào)制輸出和4個獨(dú)立的中斷源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。ATmega128L具有以下特點(diǎn):128KB字節(jié)的在線編程/應(yīng)用編程(JTAG /ISP)Flash程序存儲器，512字節(jié)EZPROM，1K字節(jié)SRAM，32個通用工作寄存器，48個通用I/O口，兩個具有獨(dú)立的預(yù)分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器，兩個具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的16 位定時器/計數(shù)器具有獨(dú)立預(yù)分頻器的實(shí)時時鐘計數(shù)器，兩路8 位PWM，6路分辨率可編程（2 到16 位）的PWM，8路10 位ADC， 具有獨(dú)立片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時器，100000 次寫/ 擦除壽命周期。 ATmega128L功能簡介ATMEL公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的、采用精簡指令集RLSC結(jié)構(gòu)的新型單片機(jī)，簡稱AVR單片機(jī)。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。電容C具有隔直流通交流的特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓經(jīng)過由電容C濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。基于安全的角度出發(fā)，本方案選用超快恢復(fù)型二極管RHRP15120，其反向耐壓為1200V，正向平均電流15A，反向恢復(fù)時間65nS，滿足設(shè)計要求。 推挽式變換器整流二極管應(yīng)當(dāng)具備正向?qū)妷旱?、反向恢?fù)時間短和反向漏電流小等特點(diǎn)，變壓器副邊為全橋整流電路，加在整流二極管上的反向電壓為V，整流管上承受的最大反向電壓V=400V（直流側(cè)最高電壓）。2)額定電流直流電源向DCDC環(huán)節(jié)流過MOSFET管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比。首先，MOSFET沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關(guān)管導(dǎo)通時間相等；其次，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負(fù)反饋?zhàn)饔茫兄诩m正磁通不平衡的問題，故本方案采用的是MOSFET管[12]。 DCDC推挽主電路參數(shù)的計算推挽式變換器是開關(guān)電源最經(jīng)典的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時，就會因?yàn)閮蓚€開關(guān)管的存儲時間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進(jìn)入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開關(guān)管損壞。以上式子中，Uo為推挽式DCDC變換器經(jīng)過整流未經(jīng)過濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比，Ui為高頻變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。因?yàn)閹Ц綦x變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。圖31推挽式升壓電路原理圖電路中兩個控制開關(guān)M1和M2輪流交替工作，將使變壓器的次級產(chǎn)生一個交流方波，因?yàn)镸M2的導(dǎo)通時間一般是相同的，所以其電壓波形非常對稱，如果開關(guān)管的占空比都是50%的話，電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。圖211單極性SPWM控制示意圖本章首先對低頻鏈和高頻鏈逆變構(gòu)架方案進(jìn)行詳細(xì)的分析與比較，確定高頻鏈逆變系統(tǒng)更符合本設(shè)計的要求；再接著分析高頻鏈逆變器硬件構(gòu)架中各種組合方案的優(yōu)缺點(diǎn)，得到的結(jié)論是：前級DCDC變換器采用推挽式升壓結(jié)構(gòu)，后級DCAC逆變器采用全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單向電壓源高頻鏈逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)；最后介紹了幾種SPWM生成原理及控制方式，并采用單極性控制方式。單極性PWM控制方式如圖211所示，單極性調(diào)制中，逆變器同一橋臂的上部功率開關(guān)管和下部功率開關(guān)管在調(diào)制波（輸出電壓基波）的半周期內(nèi)僅有一個功率開關(guān)管多次開通和關(guān)斷。在雙極PWM調(diào)制方式中，同一橋臂上下兩個功率開關(guān)的驅(qū)動信號是互補(bǔ)的信號，但實(shí)際上為了防止同一橋臂上下兩個功率開關(guān)直通而造成短路，在兩個信號中間加入死區(qū)，死區(qū)時間大小主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定，死區(qū)時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。SPWM正弦脈寬調(diào)制可分為雙極性調(diào)制方式、單極性調(diào)制方式和單極性倍頻調(diào)制方式。根據(jù)PWM的基本原理知，可得： SPWM的控制方式隨著逆變器控制技水的發(fā)展．電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。根據(jù)PWM原理，每一等份都可以用與其面積相等的矩形脈沖來代替，設(shè)定這些脈沖是等幅不等寬，則由這N個脈沖所組成的序列與正弦半波是等效的，脈沖的寬度和開關(guān)管的開關(guān)時刻是對應(yīng)的，可以由下面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)得到。所以本文采用直接法實(shí)現(xiàn)SPWM波。軟件法生成SPWM波主要有：自然采樣法、規(guī)則采樣法和直接法。 SPWM波的實(shí)現(xiàn)方法SPWM控制脈沖可以通過模擬法和軟件法兩種方法實(shí)現(xiàn)。在SPWM信號輸出端加適當(dāng)?shù)臑V波器就可以恢復(fù)出原調(diào)制正弦波信號。整個系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)如圖28所示：圖28系統(tǒng)硬件電路圖脈沖寬度調(diào)制（PWM:Pulse Width Modulation），他們把通訊技術(shù)中的調(diào)制技術(shù)應(yīng)用于交流傳動中，開創(chuàng)了DCAC技術(shù)研究的新領(lǐng)域。綜上所述，DCAC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。若采用半橋式結(jié)構(gòu)，要使逆變器輸出220V交流電，需要的輸入電壓為760V，這個電壓是由前級DCDC變換器來提供的，這就使得前級高頻逆變器要有很高的匝數(shù)比，在輸出功率一樣的時候，變壓器初級的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。結(jié)合上一小節(jié)的分析可以知道，推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不適合應(yīng)用于高電壓輸入的場合，因此我們將在半橋式和全橋式結(jié)構(gòu)當(dāng)中選擇一種作為本文DCAC變換器部分的設(shè)計方案。 DCAC逆變器常用的單相DCAC逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和DCDC變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。但由于因?yàn)閮山M開關(guān)器件互相串聯(lián)，兩個開關(guān)器件接通時總的電壓降要比單個開關(guān)器件接通時的電壓降大一倍，因此電源利用率比推挽式要低一些，損耗也要大一些；另外，全橋式變換器中的四個開關(guān)器件連接沒有公共地，與驅(qū)動信號連接比較麻煩，增加了電路的復(fù)雜性。全橋式DCDC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖27所示：圖27全橋式DCDC變換器全橋式變換器最大的優(yōu)點(diǎn)是，對四個開關(guān)管的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關(guān)管的耐壓要求低一半。因?yàn)?，半橋式變壓器開關(guān)電源兩個開關(guān)器件的工作電壓只有輸入電源電壓Vin的一半，其最高耐壓等于工作電壓與反電動勢之和，大約是電源電壓的兩倍[9]。半橋式DCDC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖26所示：圖26半橋式DCDC變換器半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩個開關(guān)管輪流交替工作，相當(dāng)于兩個開關(guān)電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關(guān)電源輸出功率的兩倍。圖25推挽式DCDC變換器圖中兩個開關(guān)管輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好[8]。通過上一小節(jié)的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由DCDC變換器和DCAC變換器組成，而這兩個變換器又各自有多種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本節(jié)將分析各種組成方案的優(yōu)缺點(diǎn)。單向電壓源高頻鏈逆變器只能單向傳輸功率，即DCHFACDCLFAC，和雙向逆變器相比，雖然多了一級功率變換，但卻省去了緩沖電路和有源電壓鉗位電路，電路結(jié)構(gòu)相對來說要簡單得多，所以非常適用于不需要雙向功率傳輸?shù)膱龊?，如只由蓄電池或太陽能電池等低壓直流電源提供電能的情況下。雙向電壓源高頻鏈逆變器應(yīng)用于需要雙向傳輸功率的場合，如UPS（不間斷電源）。為了避免電壓過沖，需要采用緩沖電路或有源電壓鉗位電路，從而增加了電路的復(fù)雜性[7]。其中輸入級的四個功率管組成橋式逆變器，用于調(diào)制輸入電壓，使其變成不含調(diào)制波頻率的雙極性SPWM波，經(jīng)過高頻變壓器進(jìn)行隔離、升壓，再經(jīng)過后級整流濾波，實(shí)現(xiàn)DCAC。圖23單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)2)雙向電壓源高頻鏈逆變器如圖24所示為全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)：圖24全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器該結(jié)構(gòu)式目前較為常用的一種功率雙向式傳輸?shù)哪孀兤鹘Y(jié)構(gòu)。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、PWM逆變器和輸出濾波器等組成。電壓源高額鏈逆變器按照功率的傳輸方向又可分