【正文】 mp。 ksv*3t nGK8! z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkum amp。 ksv*3t nGK8! z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkumamp。 ksv*3t nGK8! z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkum amp。 ksv*3t nGK8! z89Am UE9aQGn8xp$Ramp。 qYpEh5pDx2zVkum amp。 ksv*3t nGK8!z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkumamp。ksv*3t nGK8!z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkumamp。 ksv*3t nGK8! z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkumamp。 UE9aQ Gn8xp$Ramp。 6a*CZ7H$dq8Kqqf HVZFedswSyXTyamp。 gTXRm 6X4NGpP$vSTTamp。MuWFA5uxY7JnD6YWRr Wwc^vR9CpbK!zn%Mz849Gx^Gj qv^$UE9wEwZQc UE%amp。 gTXRm 6X4NGpP$vSTTamp。MuWFA5ux^Gjqv^$UE9wEwZQcUE% amp。 gTXRm 6X4NGpP$vSTTamp。 MuWFA5uxY7JnD6YWRrWwc^vR9CpbK! zn% Mz849Gx^Gjqv^$UE9wEwZQcUE% amp。 gTXRm6X4NGpP$vSTTamp。849Gx^Gj qv^$UE9wEwZQcUE%amp。 ksv*3t nGK8!z89Am YWpazadNuKNamp。 qYpEh5pDx2zVkumamp。 UE9aQGn8xp$Ramp。 6a*CZ7H$dq8Kqqf HVZFedswSyXTyamp。gTXRm 6X4NGpP$vSTTamp。 MuWFA5uxY7JnD6YWRr Wwc^vR9CpbK!zn%Mz849Gx^Gj qv^$UE9wEwZQcUE% amp。 gTXRm6X4NGpP$vSTTamp。 MuWFA5ux^Gj qv^$UE9wEwZQcUE%amp。 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U0含有各次諧波，論文是想得到正弦波電壓，則可通過(guò) LC 濾波器濾波獲得 。本論文所選的逆變電路如圖 35 所示， Ud=15 為直流輸入電壓，當(dāng)開(kāi)關(guān)使 VT1導(dǎo)通， VT2 截止時(shí)，逆變器輸出電壓 U0=Ud； 當(dāng)開(kāi)關(guān)使 VT2 導(dǎo)通， VT1截止時(shí)，逆變器 輸出電壓 U0=Ud。運(yùn)算放大器同相輸入端電位為零，根據(jù)電路虛短的原理其反相輸入端的電位也為零，所以當(dāng)輸入電壓小于零的時(shí)候運(yùn)放才有輸出波形。其后是一個(gè)帶負(fù)反饋的運(yùn)算放大器電路。 圖 34中，包括 R6 以內(nèi)右邊的電路為位移電路，電阻 R6與變阻器 RP3 先使前半部分輸出的正弦信號(hào)的幅值降低，調(diào)節(jié) RP3 使其變化至需要的幅值范圍內(nèi)然后輸出。 移位 電路分析 SG3525 芯片振蕩產(chǎn)生鋸齒波，鋸齒波的頂點(diǎn)約為 ，谷點(diǎn)約為 。此外，普通集成運(yùn)放的帶寬較窄，也限定了振蕩頻率的提高。另外， RC 正弦波振蕩電路的振蕩頻率與 RC 的乘積成反比，如果希望加入它的振蕩頻率，勢(shì)必減小 R和 C的取值?？偟膩?lái)說(shuō)，使用二極管做穩(wěn)幅電路簡(jiǎn)單又經(jīng)濟(jì)，雖然波形失真可能較大，但適用于這種要求不高的場(chǎng)合。如果起振 A﹥ 3，則振幅將逐漸增大，在振蕩過(guò)程中 VD VD2 將交替導(dǎo)通和截止，總有一個(gè)處于正向?qū)顟B(tài)的二極管與硬件電路的設(shè)計(jì) 電阻并聯(lián)，由于二級(jí)管正向電阻隨電壓增加而下降，因此負(fù)反饋隨振幅上升而增強(qiáng)，也就是說(shuō) A隨振幅增大而下降，直至滿足振幅平衡條件為止，并維持一定得振幅輸出。如果放大電路的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)采用非線性元件，它能夠在輸出信號(hào)較小時(shí)確保 A足夠大使電路容易起振；并且隨著輸出信號(hào)逐漸增大 A能逐漸 變小，也能夠在運(yùn)放進(jìn)入非線性以前使電路滿足幅度平衡條件，這樣就可以獲得即穩(wěn)定而又不失真的正弦波輸出信號(hào)。因此，在運(yùn)放的線性區(qū)間內(nèi)電路不可能滿足恒幅度平衡條件，只有當(dāng)運(yùn)放進(jìn)入非線性區(qū)后，電路才能滿足幅度平衡條件，因而輸出電壓信號(hào)將會(huì)產(chǎn)生非線性失真。 振蕩電路為 RC 串并聯(lián)的選頻網(wǎng)絡(luò)，其振蕩頻率可由 f=1/2*pi*RC 計(jì)算。 R C1與 R C2組成文氏電橋的兩臂，由他們組成正反饋的選頻網(wǎng)絡(luò)；文氏電橋的另外兩臂由 R1及 R R RP1 組成，是 Ua741的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，它們與集成運(yùn)放一起組成振蕩電路的放大環(huán)節(jié)。前半部分為 RC 串并聯(lián)型正弦波振蕩器，后半部分為移位電路，最終將正弦波信號(hào)加在 SG3525 的輸入管腳。 (灌電流啦電流 ):500mA(峰值 )。 PWM 鎖存功能，禁止多脈沖。 。 。 士 1%微調(diào)基準(zhǔn)電源。 (引腳 16):基準(zhǔn)電壓端引腳 16 的電壓由內(nèi)部控制在 土 1。 (引腳 15):直流 電源從引腳 15引人分為兩路 :一路作為內(nèi)部邏輯和模擬電路的工作電壓 。 (引腳 12):該芯片上的所有電壓都是相對(duì)于引腳 12 而言，既是功率地也是信號(hào)地。 (引腳 10):引腳 10 為 PWM 鎖存器的一個(gè)輸入端，一般在該端接入過(guò)流檢測(cè)信號(hào)。 (引腳 8):比較器的反相端，即軟起動(dòng)器控制端 (引腳 8)，引腳 8 可外接軟起動(dòng)電容。 (引腳 6):振蕩電阻一端接至引腳 6，另一端直接接至地端。作為多個(gè)芯片同步工作時(shí)使用。也可以使單個(gè)芯片以外部時(shí)鐘頻率工作。 (引腳 3):為外同步用。負(fù)反饋控制時(shí)，將電源輸出電壓分壓后與基準(zhǔn)電壓相比較。該誤差放大器的共模輸入電壓范圍為 ~。因此，無(wú)論開(kāi)關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器。在脈寬比較器的輸入端直接用流過(guò)輸出電感線圈的信號(hào)與誤差信號(hào)放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，從而 調(diào)節(jié)占空比使輸出電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。下面對(duì) SG3525 特點(diǎn)、引腳功能、電器參數(shù)、工作原理以及典型應(yīng)用進(jìn)行介紹。 SG3525 是用于驅(qū)動(dòng) N溝道功率 MOSFET，其產(chǎn)品一推出就受到廣泛好評(píng)。 本章小結(jié) 本章就實(shí)驗(yàn)的 SPWM控制原理利用等效波形圖進(jìn)行了簡(jiǎn)單的闡述， 同時(shí)對(duì) SPWM控制的前景進(jìn)行一定得介紹 。 SPWM 控制的發(fā)展前景 近年來(lái)，隨著逆變電源在各行各業(yè)應(yīng)用的日益廣泛，采用正弦脈寬調(diào)制 (SPWM)技術(shù)控制逆變電源提高整個(gè)系統(tǒng)的控制效果是人們不斷探索的問(wèn)題。 ，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。當(dāng)調(diào)制信號(hào)是正弦波時(shí)所得到的便是 SPWM 波形；當(dāng)調(diào)制信號(hào)是正弦波時(shí)，等效也能得到與調(diào)制信號(hào) 的 SPWM 根據(jù)前面的 法分析， SPWM 逆變電路的優(yōu)點(diǎn)可以對(duì)那如下： ，滿足負(fù)載需要。等腰三角波上下寬度與高度呈線性關(guān)系且左右對(duì)稱(chēng)，當(dāng)它與任何一個(gè)光滑曲線相交時(shí)，即得到一組等副而脈沖寬度正比于該曲線換數(shù)值的矩形脈沖，這種方法稱(chēng)為調(diào)制法。計(jì)算法很繁瑣，其輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化，實(shí)際中很少應(yīng)用。 SPWM 控制方式就是對(duì)逆變電路開(kāi)關(guān)器件的通、斷進(jìn)行控制，使輸出端得帶一系列幅值相等而狂度不相等的脈沖，用這些脈沖來(lái)代替正弦波或者其他所需要的波形。脈沖頻率越高， SPWM 波形越接近正弦波?？梢钥闯?，該 PWM 波形的脈沖寬度按正弦規(guī)律變化，稱(chēng)為 SPWM（ Sinusoidal Pulse Width Modulation）波形。而電壓型逆變電路的輸出電壓是方波，如果將一個(gè)正弦波半波電壓分成 N 等分，并把正弦曲線每一等分所 包圍的面積都用一個(gè)與其面積相等的等副矩形脈沖來(lái)代替，且矩形脈沖的中點(diǎn)與相應(yīng)正弦等分的中重合，得到如圖 21（ b）所示的脈沖列這就是 PWM波形。最后在指導(dǎo)老師的幫助下經(jīng)過(guò)更換 電阻參數(shù)和 負(fù)載 R5 從而得到應(yīng)該得到的輸出。 再次設(shè)計(jì) SPWM 驅(qū)動(dòng)電路 如圖 12 所示 ， 由 正弦波 發(fā)生器產(chǎn)生一 50Hz、幅度可變的正弦波，送人 SG3525 的第 9端，和 SG3525 的第 5腳（鋸齒波）比較后，輸出經(jīng)調(diào)制（調(diào)制頻率約為 10kHz）的 SPWM 波形，經(jīng)過(guò)到相器反相后，得到兩路互為反相的 PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)，分別驅(qū)動(dòng)功率場(chǎng)效應(yīng)管 VT VT2，使 VT VT2 交替導(dǎo)通，從而在高頻變壓器的副邊得到一 SPWM 波形，經(jīng)過(guò) LC 濾波后，得到一50Hz 的正弦波，幅度可通過(guò)電位器 RP 進(jìn)行改變。 設(shè)計(jì)的主要工作和難點(diǎn) 設(shè)計(jì)的主要工作 本課題的研究設(shè)計(jì)， 把它分成 4 個(gè)階段來(lái)進(jìn)行完成：思路分析、體系結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)、硬件連接、系統(tǒng)調(diào)試。 帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法是在單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法的基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的在這種方法中 ，不但引入輸出電壓的瞬時(shí)值反饋，還引入濾波電容電流的瞬時(shí)值反饋，電壓環(huán)是外環(huán)，內(nèi)流環(huán)具有將濾波電容電流或?yàn)V波 電感電流改造為可控的電流源的作用，這一，控制輸入和輸出電壓之間就形成了具有單極點(diǎn)的傳遞函數(shù)，因而系統(tǒng)的穩(wěn)定性大大提高，克服了單一電壓瞬時(shí)值反饋控制系統(tǒng)空載容易震蕩的缺點(diǎn)。 6 這種控制方式的基本思想是把輸出電壓的瞬時(shí)反饋與給定正弦波進(jìn)行比較，用瞬時(shí)偏差作為控制量，對(duì)逆變橋輸出 PWM 波進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，和傳統(tǒng) PWM控制方法相比，該方法能對(duì) PWM 波進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)整，故系統(tǒng)快速性、抗擾性、對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性、輸出電壓的波形品質(zhì)等都比傳統(tǒng) PWM 控制方法有所提高。在這種控制方法中，加到控制對(duì)象的輸入信號(hào)除偏差信號(hào)外，還疊加