【正文】 TRCKTC RRII 5 1? (414) 式中 ITRCK為流入電流誤差放大器反相輸 出端 CA的固定控制電流。在涓流充電狀態(tài)下 ,充電開始時比較器使電壓誤差放大器輸出開路 (高阻抗輸出 )。電壓誤差放大器輸出電壓轉(zhuǎn)換為電流控制信號 ,與電流取樣放大器輸出信號相加。最 大 充 電電流 時 , 電流取樣 放大器輸 出端最高 電壓VMAX(CSO)==。因此電流取樣電阻 RS 兩端最高壓降必須限制在 2V 以內(nèi)。設計中充電電流設置為 2A 左右，所以 RS≈ 160 毫歐姆 最大充電電流 IBULK 由已知的電壓誤差放大器最高輸出電壓(VOH=5V)、取樣電阻 RS 兩端允許的最大壓降 VRS 和電阻 RG1 和 RG2 20 的阻值決定。 電流取樣電阻 RS 的阻值應等于 350mV 除以最大允許充電電流。取樣電壓的正端接到電流取樣放大器的反相輸入端 ,以保證極性正確的電壓加到 PWM 比較器。 19 圖 CN3909內(nèi)部框圖及應用電路圖 (1)電流取樣放大器 (CS) 電流取樣放大器的 放大倍數(shù)為 5,補償電壓為 ,它的作用是檢測取樣電阻 RS 兩端的電壓。 UC3909采用具有平均電流限制的電壓控制回路 ,精確地控制鉛酸電池的充電速率。 UC3909 控制回路原理 采用 UC3909 的鉛 酸電池開關(guān)型快速充電器應用電路如圖 所示。該芯片中的欠壓封鎖電路 ,保證加入足夠的電源電壓。該芯片中的平均電流型 PWM 控制電路 ,可產(chǎn)生充電狀態(tài)邏輯電平。對啟動時間要進行調(diào)整，延時時間不能太長，否則會影響控制靈敏度 [11]。延時時間的長短與開關(guān)電源輸出的功率大小有關(guān)，大功率電源一般要延時 30～ 45ms，中小功率的電源只要延時 10～ 30ms 就可以了。 (3)偏壓電阻 R13 的取值 從 TL431 的技術(shù)參數(shù)知， Vka 在 ～ 37V 變化時， TL431 的工作電流 Ika 范圍在 1mA～ 100mA 之間，其死區(qū)電流為 1mA，也就是R12 的電流接近于零時，也要保證 TL431 有 1mA，所以： ??? KmAVR f 13 (48) 除此以外也是功耗方面的考慮 ,由前所述， PC817 的 IF 取 7mA，先前取 R12 的值為 1000 歐姆 ，則其上的壓降值為： VmARIV FR 71 0 0 071212 ????? (49) PC817 發(fā)光二極管的正向壓降 Vf=，則 R13 上的壓 降值為： VVVVVV fRR ????? (410) 取 Ika=20mA，則流過 R13 的電流為： mAmAmAIII FkaR 1372020 ????? (411) 因此， R13 的值為： ???? 6 3 013 mAVIVR RR (412) 18 取 R13 為 500 歐姆 。由圖可知 ,當 PC817 發(fā)光二極管正向電流 IF 在 5mA 左右時 ,三極管的集射電流 Ic 在 7mA 左右變化 ,而且集射電壓 Vce在很寬的范圍內(nèi)線性變化 ,這也符合 UC3843 的控制要求。 由 TL431 的 datasheet 資料可知，其內(nèi)部有一個的基準電壓Vref=，根據(jù) TL431 的穩(wěn)壓性能， R1 R15 、 Rp Vout、 Vref 有固定的關(guān)系： refpout VRR RV )1( 115 16??? (43) 輸出電壓為 24V， 由 式 43 可得： 16 KRRV VVR pr e f r e fout 10 )( 11516 ??????? (44) (2)限流電阻 R12 的取值， R12 的取值要保證高壓控制端取得所需要的電流。為了減小待機功耗，在滿足小于 歐姆 的情況下盡量取大值。 R15 的值不是任意取的，要考慮兩個因素 : (a)TL431 參考輸入端的電流。下面對電路中的參數(shù)進行設計計算 [10]。這里是把光耦的 C 極直接連到 VCC， 2 腳通過一個 1K 的電阻接地，再通過一個 電阻將電壓采樣到 UC3843 的VFB 腳。 TL431 作為基準和反饋誤差放大器，采樣輸出，并產(chǎn)生相應的誤差電壓?？刂齐娐份敵雠c主電路的隔離是驅(qū)動隔離，控制電路與主電路輸出的隔離是反饋隔離 [9]。同時控制電路又要完成對主電路輸出信號的采樣，處理以及調(diào)節(jié)其輸出能量等功能，所以在閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)中，控制電路 的輸入與主電路輸出端也需要進行隔離處理，一般都是采用光電隔離。這樣，最好是控制電路與主電路不存在直接的電氣連接，即不能共地，這樣可以避免主電路 14 中的大電流信號對控制電路的影響。第一類參考點是主電路中變壓器一次繞組所在電路部分的公共參考地；第二類參考點是主電路中變壓器 二次繞組所在電路的公共參考地；第三類參考點是控制電路的公共參考地。 電壓反饋取樣電路設計 反激式電源變換器的輸入和輸出一般都是隔離的，所以電壓反饋信號和控制芯片是不共地的，需要隔離采樣。 UC3843 內(nèi)部簡化方框圖如圖 所示。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率 MOSFET 的理想器件。 UC3843 是高性能固定頻率電流模式控制器，專為 OFFLINE 和DCDC 變換器應用而設計，為設計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。 12 C18,D5,R17 的作用是：吸收 Q1 閉合瞬間在其漏極產(chǎn)生的尖峰脈沖。因此，選取整流二極管的反向電壓 VDR 應遠大于理論計算值，并要留有足夠的裕度。雙管反激變換器輸出整流二極管承受的電壓應力與傳統(tǒng)反激變換器相同，因此，整流二極管必須具有正向壓降低、快速恢復的特點，還應具有足夠的輸出功率。維持芯片工作能量將被儲存在并接芯片電源引腳的 47uF 的電解電容里。 芯片 UC3843 的正常供電電源是通過變壓器的一路輔助電源給 UC3843 工作的，但是如果芯片不先工作的話，也就沒有輔助電源了；所以需要一個先給芯片啟動的工作電源，這樣才能正常工作。 啟動電路由啟動電阻 R3， D3， C7 和變壓器的一路輔助線圈組成，一般電路在電路上電工作之前都有一個啟動延時或叫軟啟動過程。在磁芯大小，原邊電感、氣隙大小，原邊線圈匝數(shù)的選擇，以及在磁芯內(nèi)直流成分和交流成分之間的相互影響等問題都要在設計中細致考慮 [6]。主要由反激式 10 高頻變壓器 T2， RCD 吸收電路，啟動電路， MOSFET，快恢復二極管等組成。 220 交流電壓經(jīng)過整流濾波變成 Ud=300V 左右的直流電壓。 整流橋采用全橋整流，利用二極管的單 向?qū)щ娦园逊较蚝痛笮《甲兓?50Hz 交流電變換為方向不變但大小仍有脈動的直流電。 12P1~220VF1Fuse 1tRT1NTC8D10C1680K/1WR1T1EE25222/2KVC2222/2KVC3C4D1Bridge1GND330uF/200wVC5 圖 EMI和輸入整流濾波電路 EMI 電路通常由一個線圈 T1 和兩個電容 C2， C3 組成。所以開機時可以吸收浪涌電流，防止瞬間電流過大對前邊的整流二極管和保險絲帶來的沖擊，提高了電源設計的安全系數(shù)。保險絲會在電流異常升高到一定的閾值時熔斷而防止電路過大而損壞電路。 EMI 電路和輸入整流濾波電路如圖 所示。因此單端反激變換器多應用于 150W 以下的小功率開關(guān)電源中，諸如各種工業(yè)設備、計算機設備、消費電子等設備中的開關(guān)電源。這樣開關(guān)管的電壓應力比較大，因此在很多情況下，必需要在開關(guān)管的兩端加上吸收電路。為了保證在能量不完全轉(zhuǎn)移的條件下磁芯不會出現(xiàn)飽和，反激式變換器的變壓器的磁芯應加有氣隙。 T10TO1N1 N2QVDCRVoutVin 圖 隔離型單端反激變換器 單端反激變換器的電路拓撲如圖 所示，它由開關(guān)管 Q、高頻變壓器 T、整流二極管 VD、濾波電容 C 等組成。單端反激變換器和單端正激變換器相比，首先兩者的工作原理不同，其次電路結(jié)構(gòu)差別也很大。 帶隔離變壓器的單端反激式變換器原理 帶變壓隔離器的單端反激變換器是在反極性（ BuckBoost）變換器的基礎上演化而來的。功率級電路包括 EMI 和輸入整流濾波電路，反激變換電路及輸出整流濾波電路。 U C 3 8 4 3 控 制 的反 激 式 開 關(guān) 電 源U C 3 9 0 9 控 制 的D C D C 智 能充 電 轉(zhuǎn) 換 器1 2 V蓄 電 池充 電 狀 態(tài)顯 示 電 路 圖 系統(tǒng)總體框圖 4 硬件電路設計 硬件電路主要包括帶隔離變壓器的單端反激式變換器， DCDC變換器以及充電狀態(tài)顯示電路組成。系統(tǒng)總體框圖如圖 所示。根據(jù)題目要求對 12V 蓄電池充電，充電電流大約 2A，得出開關(guān)電源的輸出功率不超過 50W，所以本設計采用反激式拓撲結(jié)構(gòu)。 綜合以上兩種方案，本設計采用方案二作為智能充電控制方案。專用智能充電芯片，例如CN3909，它的充電狀態(tài)邏輯電平根據(jù)充電狀態(tài)控制充電器的輸出電壓和電流。本設計中可以采用單片機外加一些外圍電路，例如 A/D，電流傳感器等實時監(jiān)控蓄電池的狀態(tài)，從而控制開關(guān)電源的輸出來實現(xiàn)智能充電。所以結(jié)合本設計的要求，適合采用方案二作為充電電源方案。開關(guān)電源設計較復雜，成本較高，但輸出功率大，帶負載能力很強，且輸出電壓可控，轉(zhuǎn)換效率高。線性電源具有設計簡單，成本低廉，輸出電壓穩(wěn)定等有優(yōu)點，但其變壓器笨重且輸出電流較低，帶負載能力較弱。 (4)設計電路要能夠消除大電流充電引起的極板極化。 (2)設計電壓檢測電路，當電動車蓄電池快充滿時減小充電電流， 保護蓄電池。 2 設計任務與要求 設計 任務 采用智能充電技術(shù)設計并實現(xiàn)蓄電池充電器，快速高效地對 12V蓄電池進行充電，保證蓄電池所需的充電環(huán)境，并達到延長其使用壽命的效果。 論文首先介紹了系統(tǒng) 的總體方案設計，然后詳細的闡述了反激式開關(guān)電源的研究與設計的方法以及 UC3909充電控制器的原理與應用設計。 狀態(tài) 4：浮充充電 (T3) 充電器提供一個恒定的帶有溫度補償?shù)碾妷?Vf 給蓄電池，來維持蓄電池容量保持不變，同時會提供很小的浮充電流，彌補蓄電池自身放電造成的容量損失。這個階段充電電流逐漸減小，直到 Ioct，表明蓄電池已被充滿，進入浮充狀態(tài)。在這個階段，蓄電池的容量快速增加，直到蓄電池的電壓上升到過壓充電電壓 Voc，蓄電池進入過壓充電。當蓄電池的初始電壓高于門檻電壓 Vch時，充電器將越過涓流充電狀態(tài)而直接進入恒流充電。 圖 四段充電方式解析圖 狀態(tài) 1：涓流充電 (T0T1)