【正文】 輸出端電壓，經(jīng)過 10K 與 20K 電阻實現(xiàn)電阻分壓代信敏： PWM 芯片設(shè)計及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 21 功能。電平移位和電阻分壓功能都由電流比較器電路實現(xiàn)。負(fù)端是電壓誤差放大器經(jīng)過電平移位后再電阻分壓。 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計）論文 20 M5M7M6M 1 2M8M 1 1M1 M2M3M4 M 1 0Q1Q2Q5Q6 Q3Q4R4R2R3R1C1D1M9M 1 3Q7VDD2 . 5 V FBV b i a sC O M PV b i a s n 圖 311 電壓誤差放大器內(nèi)部電路結(jié)構(gòu) 電流比較器 電流比較器 圖 312 圓圈所示就是電流比較器。 當(dāng)運算跨導(dǎo)放大器的輸出大于 beV2 時， Q3 導(dǎo)通，有電流通過晶體管 Q3，M9 的漏極電流有部分流過 D1。 Q2處于放大區(qū)，因為 Q2 的集電極接的是電源電壓，而基極電壓不可能超過它的。 當(dāng)運算跨導(dǎo)放大器的輸出小于 beV2 時， Q3 截止，二極管 D1 截止， M9 的漏極電流都傳送到 Q4 的基極，輸出電壓最大值 4be9ovMddO VVVV ???? 。 輸出極采用乙類輸出極。 Q1 和 Q2 是 對稱的 NPN 管作為輸入差分對， M2 和 M1是對稱的 PMOS 晶體管。運算跨導(dǎo)放大器是無輸出緩沖極的運算放大器。需要 90dB 的增益和 的增益帶寬積。 mA8R/2lnV*10*15I tea r gd is c h ?? (312) V r e fCT 圖 310 放電電流源電路圖 代信敏： PWM 芯片設(shè)計及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 19 電壓誤差放大器 電壓誤差放大器的正向端是電壓調(diào)節(jié)器輸出的 電壓。在輸出端，可吸入和供出的電流式偏置電流的 8 倍，增大了擺率。因為振蕩器放電時下降速度比較快，所以比較器 1 的延時需要盡量小。 P1 P2N1 N2G N DRSV r e fQ 圖 37 RS觸發(fā)器電路圖 比較器 1 的電路圖如圖 38 所示，其共模輸入電壓是 。 振蕩器電路 RS 觸發(fā)器的電路圖如圖 37 所示，當(dāng) R 輸入電壓為 5V 時，輸出跳變到低電平；同理，當(dāng) S 輸入電壓為 5V時，輸出跳變到高電平。 電容的放電時間必須足夠短，才能達(dá)到最大的占空比。這樣電容上的電壓就是一個有 峰 峰值的鋸齒波。當(dāng)電容電壓低于 時， MOS 管關(guān)斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被 Vref 充電。用一個電流源連在電容上代信敏： PWM 芯片設(shè)計及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 17 起放電開關(guān)的作用。本設(shè)計選 定了外接 RC的振蕩器形式，電路如圖 36 所示。電壓調(diào)節(jié)器要求輸出阻抗較小。特別重要的性能是低漂移和低失調(diào)，它們能使輸出電壓 refV 盡可能的穩(wěn)定。這是一 個串聯(lián) — 并聯(lián)反饋結(jié)構(gòu)，對大環(huán)路增益，有 2R/)2R1R(*VRV r e f ?? (311) 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計）論文 16 改變 R1/R2 的比例可以改變輸出電壓。穩(wěn)定電壓 VR 由帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生。依靠這種方式，電壓源的波動可從本質(zhì)上被消除，其結(jié)果通常提高由此類電源驅(qū)動的電路的性能。則TL431 的電阻比例計算并設(shè)置如下： 據(jù)公式 315 且在電路中 VREF= 可得 , ： R1/R2=62/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=62? ,R2=25? ： R1/R2=11/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=11? ,R2=25? 3V： R1/R2=1/5，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=10? ,R2=50? ：因為 TL431 能產(chǎn)生的最小基準(zhǔn)電壓為 ，因此在電路圖中先將R1 處短路，產(chǎn)生 的基準(zhǔn)電壓后，再進(jìn)行電阻分壓，此時的外接電阻為 R3和 R4，輸出電壓從 R3 處引出，則電阻設(shè)置為 R3=3? ,R4=7? 。 芯片 TL431 主要是在開關(guān)電源 芯片中作的直流穩(wěn)壓基準(zhǔn)為內(nèi)部一些器件提供基準(zhǔn)電源。這樣循環(huán)下去，從動態(tài)平衡的角度來看，就迫使 V。 TL431 的穩(wěn)壓原理可分析如下：當(dāng)由于某種原因致使 Vo 升高時，取樣電壓vref 也隨之升高，使 VREFVref，比較器輸出高電平，令 VT 導(dǎo)通， Vo ↓。 R3R2R1AKVO+_Vi 圖 34 TL431 的電路圖形符號和基本接線如圖 它相當(dāng)于一只可調(diào)齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻 R1 和 R2 來設(shè)定，有公式： ???????? ??? 211 RRVVV R E FKAO （ 310） 圖中 R3 是 IKA 的限流電阻。其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖 33 所示。陰極工作電壓 VKA 的允許范圍是 2． 50～ 36V，極限值為37V。它屬于一種具有電流輸出能力的可調(diào)基準(zhǔn)電壓源。 BEV? 提供溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。 因此 BEV 的關(guān)系式為： 代信敏： PWM 芯片設(shè)計及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 13 )J/Jl n ()q/kT()T/Tl n ()q/r k T()T/T(VT/VV COC00B E O0BE ???? (36) BEV 與溫度的關(guān)系為： )q/k)((T/)VV(TT|dT/dV 0GOBE0BE ??????? (37) 300K 時， BEV 關(guān)于溫度的變化約為 ℃ 。如果電壓 tV 乘以常數(shù) K 加上電壓 BEV ，則輸出電壓為： tBEBEF KVVV ?? （ 31） 雙極性晶體管中的集電極電流密度的關(guān)系： )V/Ve x p ()WB/nqD(J tBEponC ? （ 32） 其中： CJ =集電極電流密度 pon =基區(qū)電子平衡濃度 nD =電子的平均擴(kuò)散常數(shù) 平衡濃度 ： A21po N/nn ? （ 33） 其中： )V/Ve x p (DTn tGO321 ?? （ 34） D 是與溫度無關(guān)的常數(shù)， GOV 時帶隙電（ ） 得到下面集電 極電流密度的方程式： )V/)VVe x p ((DT)WN/qD(J tGOBE3BAnC ?? )/)VVe x p ( (AT tGOBEr ?? （ 35） 在上式中，與溫度不相關(guān)的常數(shù)合并成單一的常數(shù) A。由室溫下溫度系數(shù)為 ℃的 pn節(jié)二極管 產(chǎn)生電壓 BEV 。 帶隙基準(zhǔn)可以再 0— 70℃的溫度范圍內(nèi)有 10ppm/℃的溫度。一般要求這些電壓源的直流輸出電平較穩(wěn)定，而且這個直流電平應(yīng)該對電源電壓和溫度不敏四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計）論文 12 感。 123 V o u t V i n 1V i n 2 圖 31 欠壓鎖定置換比較器 基準(zhǔn)電壓源 帶隙基準(zhǔn)電壓源 基準(zhǔn)源電路廣泛的應(yīng)用于各種模擬集成電路，其精度和穩(wěn)定性直接決定整個系統(tǒng)的精度。一旦正常工作后， VDD 小于 時也能正常工作，我們稱 為啟動電壓。輸出端 VOUT 與電壓調(diào)節(jié)器連接。 本文用滯后比較器來實現(xiàn)電路得欠壓鎖定，在 VDD 欠壓鎖定處和 Vref 欠壓鎖定處用滯后比較器實現(xiàn)?；鶞?zhǔn)電壓源能提供 20mA 電流。振蕩器外接電容器的充電電流也由基準(zhǔn)電壓源供給。 1%以內(nèi)。電源電壓低于啟動電壓時，設(shè)計芯片的靜態(tài)電流小于 250uA。此時開關(guān)電源的峰值開關(guān)電流正比于誤差電壓。 3. 電流比較器 為 了 能夠?qū)崿F(xiàn)逐周控制，如此設(shè)計電流比較器：在每個振蕩周期開始時，輸出端開通。開 關(guān)電源的輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后反饋到放大器的反響輸入端。 2. 電壓誤差放大器 設(shè)計電壓誤差放大器的直流增益為 90dB，增益帶寬為 。 RT 的阻值較小時，對放電時間也有較大的影響。設(shè)計控制芯片內(nèi)部的放電電流為。振蕩頻率由外接電阻 RT 決定。內(nèi)部結(jié)構(gòu)功能框圖如下圖 24。滯環(huán)控制方式下，變換器是變頻工作的，其開關(guān)頻率一般隨輸入電壓、輸出電壓和負(fù)載的變化而變化，因此輸入、輸出濾波器的設(shè)計比較復(fù)雜。當(dāng)電感電流 iL 的檢測信號下降到下限 Vemin 時，比較器輸出高電平，使功率開關(guān)關(guān)斷，電感電流下降。滯環(huán)電流 型控制也是檢測電感電流，與電流給定值 Ve 比較后，輸入給滯環(huán)比較器或滯環(huán)邏輯元件。但是檢測電感電流有時比較復(fù)雜，或檢測元件損耗較大。 平均電流型控制方案需要檢測電感電流 iL,電流檢測信號與電流給定 Ve 比較后，經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器生成控制信號 VC， VC 再與鋸齒波調(diào)制信號比較，產(chǎn)生 PWM脈沖。缺點是：不能準(zhǔn)確控制電感的平均電流，回路增益對電網(wǎng)電壓變化敏感，開關(guān)噪聲容易造成開關(guān)管誤動作等。因此只要系統(tǒng)中電流稍有變化，占空比可以較快產(chǎn)生調(diào)節(jié)作用，使輸出電壓 V0 接近給定 Vr。以 Buck 變換器為例，峰值電流型控制系統(tǒng)原理如圖 21。 電流型控制分為峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計）論文 6 第 2 章 PWM 控制芯片電路的原理 PWM 控制芯片原理 電流控制的 PWM 技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)， 1967 年由美國 BOSE 公司提出。 第四章介紹控制芯片幾種典型的開關(guān)電源中的應(yīng)用。 第二章介紹開關(guān)電源控制電路的原理和基本結(jié)構(gòu)。 本文的主要工作是設(shè)計開關(guān)電源的芯片電路，該集成電路采用 PWM 工作方式， 需要較少的外部元件即能構(gòu)成完整的開關(guān)電源，工作頻率 1MHz，并具有過流保護(hù)功能。 1977 年國外首先研制成脈寬調(diào)制（ PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司、尤尼德公司等相繼推出一批 PWM芯片，典型產(chǎn)品有 MC3520,SG3524,芯片。電路就是這樣逐個的檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖。隨著開關(guān)管中的電流脈沖逐步增大，當(dāng)電流在采樣電阻RS 上的電壓幅值 VS 達(dá)到 Ve 電平時。其工作原理是：恒頻時鐘脈沖、置位鎖存器，輸出高電平信號。 功率轉(zhuǎn)換電路 高頻變換器 圖 11 開關(guān)穩(wěn)壓電源的電路原理框圖 輸出整流濾波 DC 取樣器 比較器 脈寬調(diào)制 振蕩器 基準(zhǔn)電壓 AC 輸入整流濾波 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計）論文 4 V C C123誤差放大123脈寬比較器鋸齒波電路整流濾波采樣電路V0參考VS 圖 12 電壓控制型開關(guān)電源原理圖 圖 13 為電流型開關(guān)電源的原理圖。電源輸出電壓 V0 的采樣值與參考電壓進(jìn)行比較放大，得到誤差信號 Ve ，它與鋸齒波信號比較后，由脈寬比較 器輸出占空比隨輸出電壓變化的 PWM 波，從而控制輸出電壓保持穩(wěn)定。另一種是電流控制型，在 PWM電壓控制的基礎(chǔ)上，增加一個電流反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高了電源性能。采樣脈寬調(diào)制（ PWM）技術(shù)，調(diào)節(jié)輸出電壓。開關(guān)電源的濾波電感的體積和重量也因為工作頻率提高而減小，所需的濾波電容也減小。 開關(guān)電源的功率調(diào)整器件處于開關(guān)工作狀態(tài)。這部分電路目前已集成化，制成了各種開關(guān)電源專用集成電路。交流電壓經(jīng)整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電源，該電壓通過功率轉(zhuǎn)換電路進(jìn)入高頻變換器被轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰?直流電壓。開關(guān)電源包括主電路和控制電