【正文】 在諧波電流檢測模塊中低通濾波器的設(shè)計很重要的，若濾波器。 圖 時間加長后零序 0i 電流趨于穩(wěn)定 諧波電流檢測環(huán)節(jié)的設(shè)計 按照第二章本文所選定的基于瞬時無功理論的 qp ii ? 算法無需改進，搭建諧波檢測模型，如圖 所示。但在 C相上加了一個單項不控整流橋，導(dǎo)致 C相電流和 A相與 B相電流不在一致，由圖形可以看出 C相在零線周圍的電流呈現(xiàn)逐漸變大的趨勢，并且隨著仿真時間的延長最后趨于穩(wěn)定圖如 54所示，而 C相多出的這部分電流只有從零線上流過。非線性負載本文采用的是典型的直流側(cè)帶阻感負載的三相二極管整流橋，在仿真不平衡系統(tǒng)時，可在 C相和中線上加一個單相整流負載，由這些來組成諧波源。 圖 三相四線不平衡諧波源 如果有需要還可構(gòu)造畸變 電壓模型。 5) 閉環(huán)控制 ,穩(wěn)定性較強。 3) 不需要載波 ,輸出電流中不含有特定頻率的諧波分量。 相比較三種方式滯環(huán)比較有其突出的優(yōu)點： 1) 電路簡單。將 ci? 放大再與三角波比較，誤差較大。而且同一開關(guān)頻率下輸出的電流中含有較多的諧波分量 ,又給交流進線電感的選擇帶來了新的限制條件 本科生畢業(yè)論文 27 b）時鐘信號比較方式 圖 時鐘比較方式 此方法可避免器件開關(guān)頻率過低的情況發(fā)生，但其補償電流跟隨性能不固定 ，從波形上看，毛刺忽大忽小。滯環(huán)寬度 H對補償電流的跟隨性能有較大的影響，若環(huán)寬固定 ,誤差值也固定 ,但開關(guān)器件的幵關(guān)頻率卻有很大的變化 ,易引起開關(guān)噪聲。 三角波比較方式 a） 滯環(huán)比較方式 原理圖如下所示 圖 滯環(huán)比較方式 H為滯環(huán)比較寬度。這時就需要對諧波電流進行跟蹤。該主電路中，綜合考慮上述因素， L選擇 1mH。 若要保證 SAPF對補償電流的跟蹤控制能力，即能跟隨指令電流的變化率則需 : m a xm in1 dtdiLdtdi caca ?? （ 313） 結(jié)合式以上 （ 312），（ 313） 兩式得 : m a x/31 dtdiUUL camDC ??????? ?? （ 314） 計算maxdtdica? 的經(jīng)驗公式為 ? ? m a xm a x20~10 ?? ? caca ifdtdi （ 315） 當 ?cai 只含諧波電流時 ?? ?caca Ii （ 316） 當 ?cai 只含諧波與無功電流時 ?? ?caca Ii （ 317） ?cai 為所補償電流的有效值，即非線性負載諧波或無功電流的有效值，可見 maxL 的取值取決于負載。對于交流進線電感 L的選擇必須綜合考慮以 上幾個因素。若電抗器 L太大，則跟蹤電流變化緩漫，會導(dǎo)致跟蹤電流和參考電流之間誤差較大，會影響 SAPF對補償電流的跟蹤控制能力 :若電抗器 L太小，補償電流中紋波過大，使濾波器的輸出電流相對于期望的補償電流有很大的超調(diào)，且易形成毛刺 。 FC ?? 9 9 0 01 0 0 6 ??? ??? （ 311） 根據(jù)計算與仿真分析選擇 FC ?? ，因為直流側(cè)有兩個電容串聯(lián)所以確定 本科生畢業(yè)論文 25 FCC ?398011 ?? 。 FKU IC DC ?? 61 0 ?? （ 310） 式中 : 0I 為變流器的額定電流 , 1? 為逆變器輸出電壓的基波角頻率 , DCU 為額定狀態(tài)下的直流側(cè)電容總壓 ,K為直流側(cè)電容電壓的波動系數(shù) (正常運行狀態(tài)下 )，取值為 。所以電容容量的選擇應(yīng)按照系統(tǒng)運行于最壞情況下進行。實際上，電容電壓值不可能是恒定的的，逆變過程中由于電容電壓的波動會產(chǎn)生紋波，紋波又會使變流器產(chǎn)生諧波，而較大紋波所形成的浪涌電壓或電流可能會燒毀電容器。 本科生畢業(yè)論文 24 3. 2. 4 電容選擇準則和參數(shù)選擇 SAPF的工作在某種意義上就是直流側(cè)電容的充、放電的過程，所以其直流側(cè)電容電壓值必須維持基本不變，才能保證濾波器的正常工作。而在實際應(yīng)用中，要留有一定的欲度，直流電容的額定電壓值要高于系統(tǒng)運行時的實際電壓值。 為計算方便，采用經(jīng)驗算法，為使 APF能正常工作，直流側(cè)電壓必須滿足 ABDC UU 2? ，其中 ABU 為電網(wǎng)線電壓的有效值。若忽略開關(guān)損耗，和交流進線電感的阻抗，且假定 21 cc UU ? 。 3. 2. 3電容總電壓的選擇 電容電壓不能選的過低，過低會嚴重影響補償?shù)男Ч?。 dtdim a?? （ 33） 式中 :?ai 為 A相指令電流信號 由 （ 32） 可知，當滯環(huán)寬度 HB固定時，調(diào)制頻率 swf 的取值范圍由電容電壓 dcU 和指令電流斜率 m的變化來確定。所以脈寬調(diào)制選擇了電流滯環(huán)控制技術(shù)，該技術(shù)的特點是 :開關(guān)頻率是變化的。 3. 2. 2 系統(tǒng)開關(guān)頻率 本科生畢業(yè)論文 23 為了能夠更好地補償諧波電流，開關(guān)管的開關(guān)頻率越高越好 (理論上要大于兩倍的諧波最高頻率 )，但開關(guān)管的頻率過高又會帶來其他方面的負面影響。若有源電力濾波 器在補償諧波的同時還補償無功電流，則滿足要求的容量還需更大。當有源電力濾波器只補償負載電流中諧波成分時，則 有 lhc II ? ，此時，裝置容量 AS 取決于負載電流中諧波電流所占的比例。而電網(wǎng)電壓有效值一般是不變的，因此 AS 只與補償電流的有效值 cI 有關(guān)。 3. 2. 1主電路容量的確定 有源電力濾波器的容量 AS 由下式計算 cA UIS 3? （ 31） 式中： U為電網(wǎng)相電壓的有效值， cI 為補償電流的有效值。 圖 電容中點型 APF主電路模型 3. 2 三相四線并聯(lián)型有源電力濾波器主電路的參數(shù)選擇 三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)確定后 ,另一項重要的工作就是主電路參數(shù)的選擇。但從控制的角度來說，由于零線電流在兩個電容上可能引起電壓不平衡的情況，所以控制電路要比四相變流器的控制電路復(fù)雜一些。三相變流器結(jié)構(gòu)形式的三相四線制 APF 對零序電流的控制是一種間接方式。 圖 三相四橋 APF主電路 三相變流器結(jié)構(gòu) 圖 為采用三相變流器 APF 主電路與負載之間的連線圖。整個系統(tǒng)可看作是一個四相電流跟蹤控制系統(tǒng)。產(chǎn)生的零線補償電流 cNi 與負載零線電流 lNi 相抵消，使得電源側(cè)零線電流為零。具體來說，就是要使指令電流運算電路快速準確檢測出負載側(cè)電流中的諧波、基波負序等電流分量；而主電路也要能精確地按照指令電流信號產(chǎn)生對應(yīng)的補償電流。隨著三線四線制系統(tǒng)在整個電網(wǎng)中產(chǎn)生諧波 本科生畢業(yè)論文 21 的比重越來越大，研究如何用 APF 對三相四線制系統(tǒng)諧波和無功進行補償有重要意義。 目前，三相三線制 APF 己經(jīng)成功地在一些工業(yè)中得到應(yīng)用。 三相四線制系統(tǒng) APF主電路形式和結(jié)構(gòu)選擇設(shè)計 三相四線制系統(tǒng)中由于零線的存在，使系統(tǒng)中 APF 主電路及控制電路的構(gòu)成與三相三線制 系統(tǒng)有所不同。在這三部分中首先需要對主電路進行設(shè)計。 qp ii ? 運算方式用鎖相環(huán)產(chǎn)生正弦信號，與電壓無關(guān)，因此 本科生畢業(yè)論文 20 qp ii ? 運算方式在電壓發(fā)生畸變時仍能準確地檢 測出系統(tǒng)的諧波電流。 qp? 運算方式需把三相電壓變換至 ??? 坐標下，計算量稍大一些； pi 、 qi 運算方式則只需用一個鎖相環(huán)來產(chǎn)生正余弦信號。 qp? 法、 qp ii ? 法和 dq法都可推廣到三相四線系統(tǒng)。經(jīng)過 PARK反變換和 CLARKE反變換可以得到目標電流 ?1I 。同三相三線系統(tǒng)一樣，經(jīng)過 PARK變換后，只有 ?1I 變?yōu)橹绷鳌? ??? 1III tc 對基波負序分量和高次諧波分量的處理 ?I 和 ?I 同在 ??? 盧正交坐標系中，根據(jù)補償目標， ?1I 和 hI 也要被補償?shù)?。由?0I 在補償之列，在 0???? 正交坐標系中可以把， 0I 去掉，而不影響算法的正確性。 對基波零序分量的處理 本科生畢業(yè)論文 19 系統(tǒng)首先經(jīng)坐標變換由 cba ?? 坐標系轉(zhuǎn)化到 0???? 正交坐標系中，此變換是可逆的。 諧波分量的處理 根據(jù)對稱分量法，三相四線不平衡系統(tǒng)的負載電流 lI 除了含有基波正序分 置 ?1I 外，還含有基波零序 01I ，基波負序 ?1I 和高次諧波分量 hI 。 pi 、 qi 經(jīng)過低通濾波器 (LPF)濾波后得到直流分量 pi 、 qi ，由 pi 、 qi 經(jīng)反變換便可求出負載電流的基波分量 afi 、 bfi 、 cfi 。 （ 5）對于三相四線制和單相電路中的無功電流檢測，都可以先轉(zhuǎn)換為三相三線，然后重復(fù)上述步驟完成無功電流的檢測。 （ 3）使電流的無功分量經(jīng)過低通 濾波器得到電流的基波無功分 1qi ，然后將 1qi經(jīng)過 PARK 逆變換得到 ??坐標下的基波無功分量電流 qfqf ii ?? 、 。 p qL P Fi αi βi pi qi α qi β qe ai bi ci a fi b fi ai c f++++i a hi b hi c hL P F 圖 qp ii ? 算法原理 基于 qp ii ? 無功電流實時檢測的具體步驟如下： （ 1）基于瞬時無功功率理論的 qp ii ? 電流檢測方法是將 a 相電壓 ae 經(jīng)過一個鎖相環(huán)（ Phase Locked Loop 簡稱 PLL）和一個正、余弦發(fā)生器得到與電網(wǎng)電壓同相位的正弦信號和余弦信號。而只需直接將 q反變換即可得出無功電流，這樣就不存在延時了，得到的無功電流如下式所示： ???????????????????qCCeiiipqcqbqaq 01232 （ 231） 2． 2． 2 qd ii? 指令運算方法 qii?p 指令運算方法的原理如圖 22所示。由于采用了低通濾波器 (LPF)求取 p 、 q 故當被檢測電流發(fā)生變化時，需經(jīng)一定延遲時間才能得到準確的 p 、 q ，從而使檢測結(jié)果有 — 定延時。這時，由 p 即可計算出被檢測電流 ai 、 bi 、 ci 的基波有功分量 apfi 、 bpfi 、 cpfi 為： ????????????????????0123pCCiiipqcpfbpfapf （ 230） 將 apfi 、 bpfi 、 cpfi 與 ai 、 bi 、 ci 相減，即可得出 ai 、 bi 、 ci 的諧波分量和基波無功分量之和 adi 、 bdi 、 cdi 。 p qL P Fi αi βi pi qi α qi β qe ai bi ci a fi b fi ai c f++++i a hi b hi c hL P Fe be ce αe β 圖 qp? 指令運算法原理圖 ?????????????????????????????qpCCeqpCCiiipqpqcfbfaf2321231 （ 229） 當 APF 同時用于補償諧波和無功時，就需要同時檢測出補償對象中的諧波和無功電流。 qp? 指令運算方法的原理如圖 2— 2所示。于是，由 p 、 q 即可計算出被檢測電流 ai 、 bi 、 ci 的基波分量 afi 、 bfi 、 cfi 。 ????????????? ? qppq iiCii 1?? （ 2