【正文】 另外，PIC16F73 只有兩路 PWM 輸出，因此需要采用時序電路，得到四路 PWM 輸出，如圖 49所示： R1022kC1147456U4BMM74HC001 2U3AMM74HC04 圖 49 時序死區(qū)電路 ③光耦隔離電路 后 級輸出 驅(qū)動開關(guān)管時同樣需要進行光耦隔離，為了簡化電路，采用 4 個TLP250 光藕， 如圖 410 所示。 （ 3） PWM 控制電路 ① PIC16F73 供電電源 由于本文設(shè)計的光伏發(fā)電系統(tǒng)只有蓄電池提供的 12V 電壓，故此芯片的 5V供電電源需要進行電壓轉(zhuǎn)換，采用 78L05 三端集成穩(wěn)壓器 ，其電路接法如圖 48所示： IN3GND2+5V1U278L05C1220ufC2104VCC 圖 48 78L05 電平轉(zhuǎn)換電路 ②時序和死 區(qū)電路 在電路工作中 ,開關(guān)管的關(guān)斷時間往往長于接通建立時間 ,會出現(xiàn)上下橋臂直通的危險 ,為此 ,電路設(shè)有死區(qū)時間。其內(nèi)含192 字節(jié)的 RAM ， 4K 程序存儲器、 5 路 A/D 轉(zhuǎn)換及 2路 PWM 波發(fā)生器，應(yīng)用時外圍電路 極其簡單，是理想的單相逆變電源數(shù)字控制器。 PIC 單片機是采用 RISC結(jié)構(gòu)的高性價比嵌入式控制器，采取數(shù)據(jù)總線和地址總線分離的 Harvard 雙總線結(jié)構(gòu)，具有很高的流水處理速度。 畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 30 PWM(Pulse Width Modulation)控制就是脈 寬調(diào)制技術(shù)，即通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值 )。采用電壓瞬時值反饋，對輸出電壓進行采樣隔離，反饋信號送給控制芯片，通過 PWM 生成環(huán)節(jié)產(chǎn) 生各功率管的開關(guān)信號，控制功率管的通斷，使輸出電壓盡可能跟蹤 給定信號。 如圖 47 所示為逆變環(huán)節(jié)主電路圖。 逆變主電路的設(shè)計 獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變電路的設(shè)計主要包括逆變主電路的設(shè)計、控制電路、保護電路、驅(qū)動電路等的設(shè)計。也就是說是利用電容的低阻抗而將交流電流分量的絕大部分，更希望是全部分流到濾波電容器上，使輸出電流沒有或非常小的交流電流分量。 電感濾波屬 于 電流濾波，是靠通過電流產(chǎn)生電磁感應(yīng)來平滑輸出電流 ，防止電流尖 峰。本文設(shè)計中，整流輸出電壓為 360V 而實際考慮電壓尖峰的因素，一般整流二極管需要承受 23 倍的電壓，因此本文選用 RHRP8120快恢復(fù)二極管， Vrrm 為 1200V， Ifs 最大 100A，最高結(jié)溫 175℃， 能夠滿足設(shè)計要求。肖特基二極管的上正向通態(tài)壓降很小，為 0． 30． 8 V，而快恢復(fù)二極管的導(dǎo)通壓降都在 1V以上。 （ 3） DC/DC 整流二極管的選擇 整流二極管的設(shè)計要去為具有正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復(fù)時間短等的特點。對于電流，一般電壓峰值時的電流峰值為最大值的 2倍，即為 2=。 （ 2） N 溝道 MOSFET 開關(guān)管的選擇 推挽升壓電路中開關(guān)管承受的最高穩(wěn)態(tài)電壓為兩倍的最大輸入電壓。此時可以用 EE55 的。 本文設(shè)計的光伏發(fā)電系統(tǒng)指標(biāo)如下： 輸入 12V 輸出頻率 為 50Hz 輸出功率為 500W 輸出電壓 220V 額定負(fù)載時變換效率 80％ 過載能力 110％ 120% 由于輸出電壓 220v，因此有單相全橋整流的工作原理可知，對于輸入電壓最小值為 220 2V=311V，因此，本文設(shè)計時使直流升壓輸出電壓為 360V。 獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)推挽升壓電路的原理圖 根據(jù)上文的設(shè)計說明，對獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)推挽升壓環(huán)節(jié)的原理圖設(shè)計如圖46 所示： 畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 27 12BAT+12VHeader 2H1234J1Header 4HTITrans CT IdealQ21Q224700pFC211KR21F1D21LED110mHLr21Inductor100pFCr21C22680u/450vC23105/630vQ1Q2Q4Q31KR22Res212345678910J2Header 10H1234J3Header 4H保護BAT100uFC25104C241mHLr22Inductor100pFCr22TLP521保護FNTL4311KR241KR25140KR271KR281KR26100pFCr2100pFCr31KR23BATFN電壓檢測 圖 46 推挽升壓電路的原理圖 推挽升壓電路環(huán)節(jié)電路參數(shù)的選擇 推挽升壓電路中主要的元件包括：高頻變壓器、 N 溝道 MOSFET 開關(guān)管、高頻整流二極管、輸出濾波電容、 輸 出濾波電感。 TL431的工作原理相當(dāng)于一個內(nèi)部基準(zhǔn)為 的電壓誤差放大器，所以在 1 腳與 3 腳之間接補償網(wǎng)絡(luò) 。如圖45 所示： TLP521TL4311KR241KR25140KR271KR281KR26100pFCr2100pFCr31KR23BATFN電壓檢測 圖 45 光耦隔離電路 TLP521 的原邊相當(dāng)于一個發(fā)光二極管，原邊電流 If越大，光強越強，副邊三極管的電流 Ic 越大。 （ 3）采用專門隔離器件 如電壓霍爾或電流霍爾元件，這種辦法控制精度高，但是價格昂貴。然而光耦是一種非線性元件，需要增加偏置電路來產(chǎn)生線性的傳輸函數(shù)。 常用的隔離方法有： （ 1）變壓器隔離 通常在驅(qū)動電路與開關(guān)器件之間使用脈沖變壓器來驅(qū)動和隔離。因此在反饋環(huán)中也需要某種形式的隔離。 ? 雙路輸出（灌電流 /拉電流） 畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 25 （ 3） SG3525 控制電路的原理圖 V1V+2SYNG3OSC4CT5RT6DISC7CSS8CDMP9SD10OUTA11GND12VC13OUTB14VCC15VREF16SG3525AU110uFC17100R16102C1918KR17103C18100KR18103C12R11104C1110KR1310KR1210KR14104C15104C1447uFC132KR15104C1612BAT+12V1234J1Header 4保護FN 圖 44 SG3525 控制外圍電路 工作頻率 100KHz，計算公式為： 鋸齒波的基本周期 T為： 1 2 T D TT t t ( 0 .6 7 R 1 .3 R ) C? ? ? ? 頻率： f=1/T 電壓采樣隔離電路 推挽升壓電路實現(xiàn)了輸入與輸出之間的隔離，因此，輸出是浮地的。 ? 具有 PWM 瑣存功能，禁止多脈沖。 ? 內(nèi)置軟啟動電路。 ? 振蕩器工作頻率范圍寬： 100Hz— 400KHz. ? 具有振蕩器外部同步功能。 ② SG3525 引腳功能及特點 ? 工作電壓范圍寬： 8— 35V。 在本文的系統(tǒng)設(shè)計中，由于 系統(tǒng) 前級 采用模擬芯片進行控制，對整個系統(tǒng)的抗干擾性有特別高的要求，考慮電壓型控制方式抗干擾性能強、控制簡單、易于設(shè)計，因此采用電壓型控制方案，對于其動態(tài)響應(yīng)速度慢的固有缺點，采 SG3525控制芯片時通過調(diào)整軟啟動延時時間來緩解。脈寬比較器就動作，開關(guān)管關(guān)斷，保讓了輸出電壓的穩(wěn)定。 畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 24 電流控制型具有快速的瞬態(tài)響應(yīng)和高度的穩(wěn)定性。所謂電流控制型，就是在脈寬比較器的輸進端將電流采樣信號與誤差放大器的輸出信號進行比較，以此來控制輸出脈沖的占空比，使輸出的峰值電流跟隨誤差電壓變化。因此，電壓型控制系統(tǒng)的靜態(tài)性能，動態(tài)性能與穩(wěn)定性之間存在著矛盾。從控制系統(tǒng)的角度來說，開關(guān)變換器是個二階系統(tǒng)，有兩個狀態(tài)變量。 電壓型控制方式的優(yōu)點是控制簡單，易于設(shè)計和 分析，抗干擾性能強，其最大缺點是動態(tài)響應(yīng)速度慢。 ① 電 壓控制型的基本原理 電壓控制型的基本原理圖如圖 42所示。 脈寬調(diào)制（ PWM）型高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源只對輸出電壓進行采樣，實行的是閉環(huán)控制，這 種控制方式屬電壓控制型，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。 推挽式 DC／ DC 升壓電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 推挽式升壓電路也有不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在變壓器部分副邊電路不同，本文采用圖 41 的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 因此抑制變壓器運行過程中的偏磁現(xiàn)象，除了在主電路的設(shè)計上有效抑制偏磁現(xiàn)象之外，對于控制芯片 SG3525 的軟啟動時間可以適當(dāng)延長，使電壓緩慢建立。由于這是電壓型控制芯片，其優(yōu)點是只有電壓環(huán)，單環(huán)控制容易設(shè)計和分析；波形振幅坡度大，因而噪聲小，工作穩(wěn)定；多模塊輸出時，低阻抗輸出能提供很好的交互控制。 本文設(shè)計采用特性一致的 MOSFET作為功率開關(guān)器件，變壓器設(shè)計時也適當(dāng)增大磁芯面積、使磁芯保留一定的氣隙。但是電容的存在降低了功率傳遞的效率，影響了裝置的動態(tài)性能；同時，脈沖電壓嚴(yán)重不對稱時電容上壓降有可能超過電源電壓的 lO％，從而使裝置在電源電壓下降或負(fù)載波動較大時運行不穩(wěn)定。其缺點是使開關(guān)電源的效率降低。 (1)盡量選用特性一致的開關(guān)管，并適當(dāng)增大變壓器磁芯面積，或使磁芯保留一定的氣隙，使之在 電路不平衡的狀態(tài)下，磁通不至于飽和。 （ 4)推挽電路的全部時間都被強制箝位，沒有像單端電路那樣的負(fù)電壓面積自動和正電壓面積相平衡的時間上和電壓上的自由度。 (3)由濾波電感的濾波作用使兩個二次側(cè)繞組電流最大值差別較小，每個二次繞組與相應(yīng)一次繞組的磁動勢受到牽制。 (2)兩路驅(qū)動信號傳輸過程中的延遲不同，功率器件自身開關(guān)速度上存在差異。兩個 MOSFET 開關(guān)管上的壓降不等。 推挽式變壓器偏磁現(xiàn)象產(chǎn)生的原因 理論上對于兩個 MOSFET 管正，負(fù)半周的電壓波形對稱，磁通在正負(fù)兩個方向變化時，在一個管道通時有正的增量，另一個管導(dǎo)通時有負(fù)的增量，理論上無直流磁化分量，故磁通正負(fù)對稱，勵磁電流也正負(fù)對稱。偏磁嚴(yán)重時會導(dǎo)致變壓器磁心單向飽和，致使原邊繞組瞬時過流，損毀功率器件。 推挽式電路變壓器的偏磁現(xiàn)象 推挽變換器電路拓?fù)涞奶攸c就是結(jié)構(gòu)有很好的對稱性，應(yīng)用方便。當(dāng) Sl 或 S2 通時，電感工的電流逐漸上升；兩個開關(guān)都斷開時，電感 L 的電流逐漸下降。 畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 20 4 獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變電源的設(shè)計 推挽式 DC／ DC 變換器原理介紹 圖 41所示推挽電路工作原理如下，開關(guān) Sl、 S2交替導(dǎo)通。 修正后公式如下： h= h??????日 平 均 負(fù) 載 （ A ）并 聯(lián) 組 件 數(shù) 量 庫 倫 效 率 組 件 日 輸 出 （ A ） 衰 減 因 子 （ 310） ? ? ? ?A h A h??組 件 日 輸 出 （ ） 組 件 最 大 工 作 點 電 流 日 輻 射 最 小 時 數(shù)（ 311） = 系 統(tǒng) 電 壓 （ V ）串 聯(lián) 組 件 數(shù) 量 組 件 電 壓 （ V ） （ 312） 本文設(shè)計的獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)，采用典型的 12V 50W 的光伏組件，最大工作點電流為 ，假設(shè)平均每天輻照 5小時，則組件日輸出為 ?=天。該方法是將傾斜面上的太陽輻射轉(zhuǎn)換成等同的利用標(biāo)準(zhǔn)太陽輻射 1000W／ 1112 照射的小時數(shù)。通常的做法就是在計算的時候減少太陽能電池組件的輸出的 10%來解決上述不可預(yù)知和不可量化的因素。 ② 衰減因子 由于太陽能電池實際工作中會受到外界環(huán)境的影響。 基本公式如下： Ah= Ah日 平 均 負(fù) 載 （ ）并 聯(lián) 組 件 數(shù) 量 組 件 日 輸 出 （ ） （ 37） ? ? ? ?A h A h??組 件 日 輸 出 （ ） 組 件 最 大 工 作 點 電 流 日 輻 射 最 小 時 數(shù) （ 38） = 系 統(tǒng) 電 壓 （ V ）串 聯(lián) 組 件 數(shù) 量 組 件 電 壓 （ V ） （ 39） (2)公式的修正 太陽能電池的輸出，會受到一些 外在因素的影響而降低，根據(jù)上述基本公式計算出的太陽能電池組件，在實際情況下通常不能滿足光伏系統(tǒng)的用電需求，為了得到更加正確的結(jié)果，有必要對上述基本公式進行修正，首先對引入的幾個術(shù)畢業(yè)設(shè)計（論文）專用紙 19 語進行說明： ① 庫侖效率 在蓄電池的充放電過程中，鉛酸蓄電池會電解水，產(chǎn)生氣體逸出，所以太陽能電池組件產(chǎn)生的電流中將有一部分不能轉(zhuǎn)換存儲起來而是耗