【正文】 （應(yīng)用本 部分內(nèi)容提出的理論方法，對我國首條采用 PWM 全電力推進系統(tǒng)的艦船進行了研究，發(fā)現(xiàn)外方引進系統(tǒng)存在嚴重的電磁干擾隱患，設(shè)計方德國西門子公司認可了我們的研究結(jié)論，免費為該船的電力推進系統(tǒng)加裝了一套 EMI 濾波裝置。以典型的工業(yè)產(chǎn)品為對象，對 PWM 變頻驅(qū)動系統(tǒng)的傳導(dǎo)干擾進行了詳細的理論分析與實驗研究，對比結(jié)果表明：理論分析的誤差小于 6dB，完全滿足電磁兼容工程設(shè)計的要求。論文第六章引入雙重傅里葉積分變換方法，將電力電子 PWM 調(diào)制過程用雙變 量共同作用的雙重積分表示，實現(xiàn)了 PWM 變換單元傳導(dǎo)干擾的數(shù)學(xué)描述。代表性論文：基于部分電感模型的回路耦合干擾研究，中國電機工程學(xué)報， 2021） 建立了 PWM 變換單元傳導(dǎo)干擾通用的數(shù)學(xué)模型 電力電子系統(tǒng)中大量使用的 PWM 變換單元是電磁干擾的主要來源。該研究成果對分析和解決設(shè)備之間、系統(tǒng)內(nèi)部的電磁干擾耦合問題具有很強的工程應(yīng)用價值。通過將地阻抗分解為內(nèi)部阻抗和外部電感的組合形式，建立了接地回路在金屬殼體上形成的地阻抗的數(shù)學(xué)模型，正確闡明了地電流的作用機理。論文第五章將部分單元等效電路的部分電感理論引入到電力電子系統(tǒng)中來，研究了電磁干擾 的回路耦合及共地耦合的傳播特性。為了準確地預(yù)測系統(tǒng)級電磁干擾的傳播特性，需要對回路耦合干擾進行定量計算。該研究成果成功地解決了傳導(dǎo)干擾高頻段精確計算的難題，適用于電力電子裝置傳導(dǎo)干擾全頻段的預(yù)測分析。從研究開關(guān)器件的行為特性入手，首次提出了一種基于多段折線逼近開關(guān)暫態(tài)過程的建模方法，突破了傳統(tǒng)的干擾源模型在高頻段預(yù)測精確差的限制。為了提高傳導(dǎo)干擾計算模型在高頻段的精度，論文第四章詳細研究了電力電子器件開 關(guān)暫態(tài)過程對干擾頻域特性的影響。但實際上開關(guān)器件在開通和關(guān)斷過程所表現(xiàn)的暫態(tài)行為要復(fù)雜的多，并不能用簡化的梯形電壓和電流波形來替代。研究發(fā)現(xiàn)，所提出的建模方法可以準確地把握電力電子裝置干擾源和干擾耦合通道特性，結(jié)合所提出的模型參數(shù)確定方法，可較快地對電力電子裝置的 EMI抑制措施進行定量分析，有效縮短濾波器的設(shè)計周期。該部分工作完善了傳導(dǎo)干擾關(guān)于電路模型和耦合模態(tài)的數(shù)學(xué)描述問題。以開關(guān)電源為對象的實驗結(jié)果表 明：共模干擾電流經(jīng)過轉(zhuǎn)化后會增大差模干擾，驗證了混合模態(tài)干擾的物理現(xiàn)象?，F(xiàn)有文獻均沒有建立這種混合模態(tài)分量的數(shù)學(xué)分析方法，因而無法從機理上給予解釋。傳統(tǒng)的分析將干擾傳播通道看作是對稱和時不變的結(jié)構(gòu)，認為差模分量和共模分量可以完全解耦。 目前在傳導(dǎo)干擾的定量預(yù)測領(lǐng)域， 主要存在兩大共性問題：一是多數(shù)預(yù)測方法僅針對特定的電力電子裝置，缺乏一般性，導(dǎo)致預(yù)測方法通用性不強；二是多數(shù)研究采用定性或粗劣的定量分析方法，干擾幅值和頻率的精度均不能滿足全頻段精確預(yù)測的要求，導(dǎo)致預(yù)測方法精確性不高。由于電力電子器件容量的增加以及開關(guān)速度的加快，開關(guān)動作產(chǎn)生的電磁干擾強度也隨之增加。 附 錄 1：總體電路圖 .0 . 3 3F 1V R1LR 1 85 0 kC 1 56 8u fC 1 62 2u f2 2 0vC 10.2u fC20 . 2 u f4 7 m hRC 3u fC 4P T1U c 3 8 4 261284537R 11 kC60 . 3 3u fR 2 1 0 0ΩC 1 80 . 0 1u fR 45 . 1 kC 8 4 1 0 p f / 1.2 v Z D1 1 6 vR 53 3ΩR 1 91 k R 6 0.5ΩC 9 4 7u fKRAR 7Ω＋1 2v－N4N3 C 1 0 0. 4 7u f R3 . 9ΩC 1 1 1 0 0 0 u f/ 2 5vC 1 2 0.0 1u fC 1 3 1 0 0 0u f / 2 5vL 21 5 0 u HP C 8 1 7R 94 7 0ΩR 1 14 7 0ΩR 1 01 kR 1 67.5k R1 5 1 0kC 1 41 u fT L4 3 1 R1 7 4 .7 kC 1 71 0 0 0 u fR 1 91 kC 51 0 0 0u fN 1N 2L 13 . 3 u H＋5 v－0 . 3 3 u f1R 2 02 . 4 k8C 7 0 . 0 1 u fD 1F R 3 0 7D 2 m u r 3 0 2 0D 3D 5 M U R 3 0 2 01 0...R 35 . 1 k 26 電力電子系統(tǒng)的電磁兼容問題 電力電子系統(tǒng)的電磁兼容問題，集中體現(xiàn)為半導(dǎo)體器件的開關(guān)工作方式產(chǎn)生的傳導(dǎo)性電磁干擾（ EMI）。UC3842 可以直接驅(qū)動 MOS 管、 IGBT 等，適合于制作 20～ 80W 小功率開 25 關(guān)電源。 結(jié) 論 UC3842 是一種性能優(yōu)良的電流控制型脈寬調(diào)制器。 當(dāng)電路啟動運行后， uc3842 的啟動電壓由 R7 分壓 ,再經(jīng)二極管整流后，得到的直流電壓提供，此時第一模塊的啟動電路不再提供啟動電壓。 24 總體電路圖分析 .0 . 3 3F 1V R1LR 1 85 0 kC 1 56 8u fC 1 62 2u f2 2 0vC 10.2u fC20 . 2 u f4 7 m hRC 3u fC 4P T1U c3 8 4 261284537R11kC60 . 3 3u fR 2 1 0 0 ΩC 1 80 . 0 1u fR 45 . 1 kC 8 4 1 0 p f / 1.2 v Z D1 1 6vR 53 3 ΩR 1 91 k R 6 0.5ΩC 9 4 7u fKRAR 7Ω＋1 2v－N4N3 C 1 0 0. 4 7u f R3 . 9 ΩC 1 1 1 0 0 0 u f/ 2 5vC 1 2 0.0 1u fC 1 3 1 0 0 0u f / 2 5vL 21 5 0 u HP C8 1 7R 94 7 0ΩR 1 14 7 0ΩR 1 01 kR 1 67.5k R1 5 1 0kC 1 41 u fT L4 3 1 R1 7 4.7 kC 1 71 0 0 0 u fR 1 91 kC 51 0 0 0u fN 1N 2L 13 . 3 u H＋5 v－ 0 . 3 3 u f1R 2 02 . 4 k8C 7 0 . 0 1 u fD 1F R 3 0 7D 2 m u r 3 0 2 0D 3D 5 M U R 3 0 2 01 0...R 35 . 1 k圖 4－ 5 總體電路圖 本設(shè)計利用 uc3842 組成的 PWM 脈沖控制驅(qū)動電路，輸出＋ 5v 和＋12v 兩個直流電源。當(dāng)輸出電壓出現(xiàn)正誤差，取樣電壓 V，TL431 的穩(wěn)壓值降低 ，光耦控制端電流增大， UC3842 的反饋端 (VFB)電壓值增大，輸出端的脈沖信號占空比降低，開關(guān)管的導(dǎo)通時間減少，輸出電壓降低；反之，如果輸出電壓出現(xiàn)負誤差， UC3842 的輸出脈沖占空比增大，輸出電壓增高，達到穩(wěn)壓目的。利用 TL431 可調(diào)式精密穩(wěn)壓器構(gòu)成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調(diào)整。由公式： Uo=(Ton/(n ff0T ))E （ 4－ 10） 可以得出，輸出電壓和開關(guān)管的導(dǎo)通時間及輸入電壓成正比；與初，次級繞組的匝數(shù)比及開關(guān)管的截止時間成反比。這時， UC3842 的腳 ○ 6 無輸出， MOS 管 S1 截止，從而保護了電路 [8]。如圖 4－ 3 所示，如果由于某種原因，輸出端短路而產(chǎn)生過流，開關(guān)管的漏極電流將大幅度上升， R6 兩端的電壓上升， 其中 R19和 C8 組成濾波電路防止脈沖尖峰使電路 誤操作， UC3842 的腳 3 上的電壓也上升。 UC3842內(nèi)部設(shè)有欠壓鎖定電路，其開啟和關(guān)閉閾值分別 為 16V 和 10V，電源電壓接通之后，當(dāng) 7 端電壓升至 16V 時 UC3842 開始工作，啟動正常工作后，它的消耗電流約為 15mA。當(dāng) ○ 6 腳輸出的高電平脈沖結(jié)束時，場效應(yīng)管截止，根據(jù)楞次定律，變壓器原邊為維持電流不變，產(chǎn)生下正上負的感生電動勢，此時副邊各路二極管導(dǎo)通，向外提供能量。高電壓脈沖期間，場效應(yīng)管導(dǎo)通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓 器中。超出此限制，開關(guān)電源呈欠 電壓或過電壓保護狀態(tài)，無驅(qū)動脈沖輸出。 21 圖 4－ 1 單端正激式開關(guān)電源的主電路圖 啟動電路 圖 4－ 2 輸入 220v 交流電，經(jīng)過 C L、 C2 進行低通濾波 濾波后的交流電壓經(jīng) D1～ D4 橋式整流以及電解電容 C C2 濾波后變成 3l0V 的脈動直流電壓，此電壓經(jīng) 通過電阻 R18 分壓給 uc3842 提供啟動電壓，當(dāng)電壓達到 16v時達到芯片的啟動電壓， UC3842 開始工作并提供驅(qū)動脈沖， uc3842 的啟動電壓大于 16 V，啟動電流僅 1 mA 即可進入工作狀態(tài)。在 圖 41 中 ，開關(guān)管 VT 導(dǎo)通時 V1 導(dǎo)通，副邊線圈 N2 向負載供電， V4 截止， 反 饋電線圈 N3 的電流為零； VT 關(guān)斷時 V1 截止， V4 導(dǎo)通， N3 經(jīng)電容C1 濾波后向 UC3842⑺腳 供電，同時原邊線圈 N1 上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢使V3 導(dǎo)通并加在 RC 吸收回路 。用電流型 PWM 控制芯片 UC3842構(gòu)成的單端正激式開關(guān)穩(wěn)壓電源的主電路如圖 41 所示。 電路結(jié)構(gòu)的選擇 小功率開關(guān)電源可以采用單端反激式或 者 單端正激式電路，電源結(jié)構(gòu)簡單，工作可靠，成本 低。 計算得： )( VD UUUU LDFO ???? (49) 取 UDF＝ ， UO＝ 3V，代入式 (68)可得 L＝ 140μH。 20 同樣可選擇原邊 繞組 導(dǎo)線，原邊電流有效值為： ADINNI a x0121 ?＝ (47) 所需 繞組 導(dǎo) 線 截 面 積 為 ＝ ， 選 用 截 面 積 為 的導(dǎo)線 ()。由 N3＝ (UC /e)N1 可得 N3＝ 匝，取 3 匝。副邊線圈電感為： HANL L ?444222 ?? (45) 開關(guān)管斷開時， N1 兩端將會產(chǎn)生 感應(yīng)電動勢，為了保證開關(guān)管正常工作，將感應(yīng)電動勢限制到 e=300V。 副邊線圈匝數(shù)為： m a x012 )( DU UUUNNILDF ??? (44) 式中： UDF―― 整流二極管 VDl 上的壓降； UL―― 輸出電感 L 上的壓降。 交流輸入電壓的最小值約為 90V， UI＝ 90√2≈127(V)， 得出 N1＝ 匝，取 50 匝 。 設(shè)計單端 控制 開關(guān)電源時，一般占空比 D 最大不超過 ，這里選擇D＝ ，則： )( SDTTON ???? (41) 根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開關(guān)頻率選擇 PQ26/25 磁芯，磁芯截面積