【正文】 首先，初始搜尋最大功率點(diǎn)耗時相對較長，在環(huán)境溫度或日照量發(fā)生短時劇烈變化的情況下，仍然會產(chǎn)生相對振蕩的影響；其次，在最大功率點(diǎn)處， 由于測量精度限制，不能準(zhǔn)確的判斷。 在本設(shè)計中，為了提高功率變換器的整體性能，在設(shè)計過程中，對電導(dǎo)增量法中的一些判定條件都進(jìn)行了適當(dāng)?shù)母纳?，比如，通過限定 電壓跟蹤精度來保證準(zhǔn)確反饋，通過設(shè)定閥值來改善最大功率點(diǎn)附近的振蕩，這些設(shè)計都無疑使電導(dǎo)增量法 得到了有力的改善。其中主 電路涉及到高端 MOSFET 驅(qū)動，驅(qū)動電路相對復(fù)雜，而且由于采用同步整流，且輸出端為電池類負(fù)載，需要多路帶死區(qū)時間的 PWM輸出來控制，控制方式相當(dāng)復(fù)雜。因為功率變換器的輸出還要給電源模塊、 PWM 電路、液晶顯示模塊供電，而且電源模塊所用的 MC34063 芯 片效率不高，功率損耗較大，使得實際帶負(fù)載測試所得的效率偏小。由表 可知， 當(dāng)?shù)碗娏鬟\(yùn)行時， 功率變換器的工作效率 就 能達(dá)到 80%以上，且當(dāng)電流升到 2A 以上時，工作效率將達(dá)到 85%，符合設(shè)計要求。由表 可知，當(dāng)使用功率變換器進(jìn)行 MPPT 時，可以顯著提高光伏電池板的輸出功率。由最大功率傳輸定理我們可知， 當(dāng)負(fù)載電阻與含源一端口的輸入電阻相等時獲得最大輸出功率，在此次試驗中輸出電壓為電源電壓一半，滿足了最大功率傳輸定理。實驗時由穩(wěn)壓電源供電，帶電阻性負(fù)載對驅(qū)動電路進(jìn)行測試，如圖 所示為驅(qū)動電路輸出波形，如圖可知，驅(qū)動波形穩(wěn)定。 電壓1Q 電流1Q 開 通 關(guān) 斷TonT offT0I dcV 圖 開關(guān)管理想開關(guān)波形 如果設(shè) soffon TTT ?? ，其中 sT 為開關(guān) 時間，則總損耗為 TTIVP sodcac 3/)(? （ ） 而效率為 TTVVVTTIVIIVIVPPPPsdcoutoutsodcoooutooutacde3/13/00?????????? （ ） 以輸入 22V，輸出 12V，開關(guān)頻率 )25(40 sTKHZ ?? 為例，若不考慮開關(guān)損耗，且設(shè)開關(guān)時間 sTs ?? ，根據(jù)公式 ()有 % ????? out outV V? （ ） 若考慮最理想情況下的開關(guān)損耗，則由公式 ()有 %)253/( 12 ??????? （ ） 由此可知，當(dāng)開關(guān)頻率較高時，開關(guān)損耗也是必須要考慮因素。 1Q 電流從零上升到 0I 的同時， 1Q 電壓從最大值 dcV 下降到零，導(dǎo)通期間平均功率為 ? ?? onT dcoonon VIIV d TTTP 0 6/1)( () 而整個周期的平均功率為 )/)(6/( 0 TTVI ondc 。由于在很寬的范圍內(nèi)，開關(guān)管的導(dǎo)通壓降均為 1V，所以導(dǎo)通損耗可表達(dá)為 oo ffoonode ITTITTIQLQLP ????? 11)()( 21 （ ） 若忽略開關(guān)損耗，則與導(dǎo)通相關(guān)的效率為 10 0 ?????? out outooutout ooutde V VIIV IVPP P? （ ） 而交流開關(guān)損耗可以根據(jù)某時間段 內(nèi)電壓電流動態(tài)曲線按照上升電流和下降電壓的斜率計算。 當(dāng)忽略二次效應(yīng)和交流開關(guān)損耗時，導(dǎo)通損耗非常容易計算。在開通和關(guān)斷瞬間， 1Q 和 2Q 的開關(guān)損耗是由電流和電壓的交疊產(chǎn)生的，而電感 1L 的電流紋波在磁芯材料上產(chǎn)生磁滯和渦流損耗。導(dǎo)通損耗與平均直流電流有關(guān)，因此相對容易計算。若串聯(lián)電感 1L 的輸出電流紋波 AdI 2? ，要保證輸出紋波電壓峰峰值 mVVrr 50? ，如果假設(shè)輸出紋波電壓的大部分分量由電阻 0R產(chǎn)生，則可以選擇電容器使得 0R 滿足紋波電壓要求 ???? 0 2 () 由上式可得 FC ?2 00 00 ??? ? () 本章小結(jié) 對于直流功率變換器來說，硬件設(shè)計的重難點(diǎn)就是拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇、 PWM 和濾波電路的設(shè)計，在本章中，主要針這三個難點(diǎn)，通過分析確定了主電路的拓?fù)溥x擇和PWM 電路的設(shè)計， 并對輸出濾波電路的電感電容進(jìn)行了精確的計算。 C335V/1000uC4104/CBBC535V/1000uC6104/CBBQ1IRF1404Q2IRF1404L1100uH/12APVVout 圖 輸出濾波電路 C0Q1Q2L1PVR0L0VoutGND 圖 輸出電容 C 及其寄生元件 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 30 由于輸出電容 0C 為大電解電容，因此在開關(guān)頻率處，由 0C 產(chǎn)生的紋波電壓分量小于由 0R 產(chǎn)生的紋波電壓分量，因此在中頻段，對于一階系統(tǒng)，輸出紋波接近于等于串聯(lián)電感 1L 的交流紋波電流乘以 0R 。一般來說，在我們考慮串 聯(lián)電感 1L （如圖 所示）的紋波電流幅值時，我們總希望這個紋波電流的大部分分量流入輸出電容 0C ，因此輸出電壓的紋波由輸出濾波電容 0C 、電阻 0R 和電感 0L 決定。 將電感的選擇為保證直流輸出，電流波動小于最大輸出電流的 10%，且電感電流保持連續(xù)，若設(shè)開關(guān)管開通時輸出電流為 onI ，則有最小連續(xù)電流 onO II (min) ? ，斜坡電流為 onIdI ? ，由此可得有 LTVVLTVdI onoutdconL /)(/ ??? （ ） 式中 dcV 為開關(guān)管輸出電壓， outV 為系統(tǒng)輸出電壓，所以 ononoutdconoutdc I TVVdI TVVL )()( ???? （ ） 式中， dcouton VTVT /? ，且 dcV 和 onI 是設(shè)計中確定的額定值，則 ondcoutoutdc IV TVVVL )(5 ?? （ ） 設(shè)最大輸出電流為 10A 輸出電壓為 12~，開關(guān)管最大輸出電壓為 22V，開關(guān)頻率為 40KHZ，因此， L 由公式 ()計算可得 HL ?8240 0001022 12)1222(5 ??? ?? （ ） 而在本設(shè)計中，選擇了 H?100 的電感，足夠保持電流連續(xù)，且電感輸出電流紋波AIdI on ?? 。 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 28 輸出濾波電路的設(shè)計 連續(xù)工作模式電感的設(shè)計 對于 BUCK 工作電路，不連續(xù)工作模式不是必須重點(diǎn)考慮的問題，但是對于本設(shè)計，需要通過電感的設(shè)計使電流保持連續(xù)。 電壓則可通過運(yùn)算放大電路來檢測（見圖 ），通過圖 可列式 1 5 01 7 0201 7 0??? ??? PVPVPVVout （ ） 化簡可得 ? ??? ?? PVPVVout 152 （ ） 通過將實際電壓衰減 倍，然后將檢測電壓傳給單片機(jī)來檢測電壓 +5V567B84U11BTL082PR24150kR2520kGNDR23150kR2220k+15V15VAD1PVPV+D61N5819D71N5819GND 圖 電壓檢測電路 在電壓電流檢測過程中，為了避免電壓紋波和擾動對系統(tǒng)運(yùn)算產(chǎn)生影響，在軟件上，只有當(dāng)電壓 跟蹤實現(xiàn)后單片機(jī)才能進(jìn)行電壓電流的采樣和功率反饋，避免因采樣數(shù)據(jù)不準(zhǔn)確而產(chǎn)生誤判。 Q2IRF1404Q1IRF1404L1C1VCCGNDVoutQ2IRF1404L1C1VCCGNDVout 圖 采用 MOSFET 的同步整流變換器 (左 ) 采用二極管的非同步式整流變換器 (右 ) 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 27 電壓電流檢測電路的設(shè)計 可以通過霍爾傳感器檢測電流，由于磁路與霍爾器件的輸出具有良好的線性關(guān)系，因此霍爾器件輸出的電壓訊號 U0 可以間接反映出被測電流 I1 的大小，即： I1∝ B1∝ U0。用同步整流就不用擔(dān)心工作模式的改變（模式改變不利于變換器的穩(wěn)定），或者最小電感取多少，才能保證變換器工作于電流連續(xù)模式。 同時使用同步整流還有另外一個更深層次的原因，即同步整流能夠把斷續(xù)模式轉(zhuǎn)變?yōu)檫B續(xù)模式來工作。 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 26 主回路的選擇與設(shè)計 在目前很多應(yīng)用中，變換器的效率比總是要比成本更加重要，而當(dāng)效率很重要時，自然可以考慮同步整流，即輸出整流部分的功能用有源開關(guān)來完成，而整流毫無例外地選用 MOSFET。 abba 圖 帶死區(qū)的 PWM 輸出波形 功率變換器的輸出電壓由 TTVV ondcout /? 決定，與導(dǎo)通時間和工作頻率有關(guān)。 aabbt? t? t? 圖 不加死區(qū)的 PWM 輸出波型 所以在控制信號中必須設(shè)置死區(qū)時間 t? ，以保證在一只開關(guān)管關(guān)斷后，另一只開關(guān)管才能導(dǎo)通， 在實際電路設(shè)計中，一般設(shè)定死區(qū)時間為 500ns 至 1us（如圖 ） 。 圖 實際 PWM 波形圖 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 25 由于主電路運(yùn)用了同步整流拓?fù)洌?MOSFET 管可以雙向?qū)?，所?Q1 和 Q2 不能同時導(dǎo)通，不然光伏板輸出端會出現(xiàn)短路。其輸出端口HO 和 LO 的輸出為互補(bǔ)的 PWM 波形，便可以用于驅(qū)動同一橋臂的兩個開關(guān)管。脈寬調(diào)制電路電路如圖 所示。 但是芯片 MC34063 效率并不高，其的極性反轉(zhuǎn)效率最高 65%，升壓效率最高 90%，降壓效率最高 80%，變換效率和工作 頻率濾波電容等成正比，會降低整個系統(tǒng)的工作效率。其 MC34063 引腳圖及原理框圖如圖 所示 123487651 . 2 5 V r e f參 考 電 源+比 較 器C T 振 蕩 器ET 2T 1QSRDBAC開 關(guān) 管 集 電 極開 關(guān) 管 發(fā) 射 極定 時 電 容地驅(qū) 動 管 集 電 極電 流 檢 測V +比 較 器 反 向 輸 入 圖 MC34063 引腳圖及原理框圖 MC34063 芯片特點(diǎn)： （ 1）能在 的輸入電壓下工作 （ 2） 短路電流限制 （ 3） 低靜態(tài)電流 （ 4） 輸出開關(guān)電流可達(dá) （無外接三極管） （ 5） 輸出電壓可調(diào) （ 6） 工作振蕩頻率從 100HZ 到 100KHZ 如圖 為 MC34063 的升壓電路， 4 端接地，芯片內(nèi) 為 參考電壓， 4 端和 5 端由運(yùn)放的虛短虛斷可知， 5 端電壓為 ，由此可以算出輸出電壓 221 )( R RRVout ?? （ ） 武漢科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 22 R4180RR3D11N5819C2221GNDR1R212345678UMC34063C1VinVoutC3GNDL1 圖 MC34063 升壓電路 如圖 為 MC34063 的反向變換電路，此時由于電容 3 使電壓反向，端口 5 的參考電壓為 ，于是得到輸出電壓 221 ) R RRVout ??? （ （ ） 12345678UMC34063L1GNDC1GNDR3D11N5819R1C2221R2C3VoutVin 圖 MC34063 反向變換器 考慮到運(yùn)算放大器芯片需要的供電電流在幾十毫安以內(nèi)，只需要常見的穩(wěn)壓芯片78L15 和 79L15 就可以滿足設(shè)計要求了，設(shè)計電路圖如圖，由公式 ()和公式 ()可以求得升壓電路部分輸出電壓為 )( ???outV （ ） 反向變換器的輸出電壓為 )(* ?????outV （ ） 再經(jīng)過芯片 79L15 和 78L15 穩(wěn)壓和 LC 電路濾波，則可以得到穩(wěn)定的 V15? 電壓 ,如圖 所示。片內(nèi)包含有溫度補(bǔ) 償帶隙基準(zhǔn)源、一個占空比周期控制振蕩器、驅(qū)動器和大電流輸出開關(guān)，能輸出 的開關(guān)電流。 在此階段，使用浮充充電，可將其電壓設(shè)定為 或充電電流小于 AhmA/10 自動轉(zhuǎn)入浮充。 充電后期（ cd 段），剩下的硫酸鉛已經(jīng)不多，而且一般都難以還原，輸入的電能逐