【正文】 上式化為： （ ） 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 54 頁 共 60 頁 00 c o ss i n)( 00ybnxamdz zd zzmn ??? ??? （ ） 將式（ 。039。mnC 和39。mnD 待定系數(shù)，為單位波源所在點坐標 ( 000 , zyx )的函數(shù)。 zzzlybnxamCG mnmn ??? ??? （ ） 式中 39。 ?? zyebnxamCG zjmn mn??? （ ） 在波導 0zz? 范圍內，由于波導在 lz ?? 處終端短路面全反射，可知其格林函數(shù)為入射波與反射波的疊加： )()。 ?? ? zyebnxamDG zjmn mn??? （ ） 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 53 頁 共 60 頁 )0(。c oss i n ?? ? zyebnxamkG zj mn??? )0(。 （ 2） 探針輻射波導場分析： 由模型設定，應用格林函數(shù)法求解輻射場；由于場源 sJ 只有 y 分量，故矢量磁位 A亦只有 y 分量 yA 。 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 52 頁 共 60 頁 附錄 A 探針激勵器的輸入阻抗計算方法 （ 1） 模型設定： 1） 探針與微帶線交接面上電流為 I,輸入電阻為 Zin，故輸入復功率： 221 IZP in? （ ） 2） 波導中各點場強由探針輻射，探針面電流密度正弦分布。 鏡頻抑制帶通濾波器的 鏡頻回收 特點 可改善混頻器變頻損耗及噪聲系數(shù)各項指標。 與此同時， 應用計算機輔助設計工具對各單元電路進行了參數(shù)優(yōu)化與電路仿真。 第三部分包括了低噪聲放大器和帶通濾波器。在引入鏡頻抑制帶通濾波器電路以后， 可改善分諧波混頻器變頻損耗及噪聲系數(shù)等指標。在此前提下，提出了 W 頻段混頻器的結構和思路，分為以下幾個部分： 第一部分波導 微帶轉換結構在采用了微帶探針耦合結構后，經仿真可知該結構匹配良好，而且結構較簡單，可應用于微波工程設計。對級聯(lián)電路進行 6 階諧波平衡仿真 ,結果如下圖： 圖 射頻高端六階諧波平衡仿真結果 由仿真可知分諧波混頻器與 LNA 級聯(lián)后增益約為 3~4dB，為提高增益，考慮通過提高分諧波混頻器中頻匹配度及增加低噪聲放大器級數(shù)以 實現(xiàn)。 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 49 頁 共 60 頁 5 仿真及測試結果 BPF640 低噪聲放大器測試結果 圖 低噪聲放大器幅頻特性 W 頻段分諧波混頻器級聯(lián)原理圖與仿真 W 波段分諧波混頻組件及中頻組件級聯(lián)，端口阻抗均設定為 50 歐姆，輸入射頻取,射頻輸入功率設定為 20dBm,本振頻率取 ,本振輸入功率取 7dBm。5574400 ??? ??? m ilfc m ilfc 64244 11 ?? ?? m i lfc 49344 22 ?? ?? 單節(jié)諧振器采用 50 歐姆特性阻抗設計， 其線寬由 ADS 軟件 LineTools 工具箱計算得出；設定單臂長度 L 在（ 493mil~642mil）范圍內優(yōu)化；兩諧振臂距離設定為 60mil（拉開距離以減小兩諧振臂自耦合效果）；設定前后級插入位置以θ = 4? 為優(yōu)化初值。查 切比雪夫濾波器衰減特性知 N=7 可滿足 20dB 衰減要求。 Hairpin 型帶通濾波器設計 (1)設計指標 : 中心頻率 , 通帶（ ~） ,帶內紋波小于 ， 1f =，2f = 時衰減值大于 20dB,輸入輸出傳輸線特性阻抗為 50? 。 圖 BPF640 工作直流偏置 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 45 頁 共 60 頁 經過電路級仿真優(yōu)化，電路仿真結果如下圖所示： 圖 BPF640 低噪聲放大器電路優(yōu)化后 S參數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù) 由仿真結果可知工作頻段的轉換功率增益較 ATF33143 提高了近 10 個分貝，電路在工作頻段內處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)，噪聲系數(shù)達到設計指標，由于晶體管仿真采用的 Spice模型不夠準確，實測工作頻段內增益為 14 分貝左右。 (2)基于 BPF640 電路設計 由上述知應用 ATF33x143 設計低噪聲放大器須雙電源供電且在工作頻段內增益較低，實際采用 Infineon 公司 SiGe 晶體管 BPF640 設計。 4） 電路優(yōu)化與仿真 實際工作電路仿真如下圖所示： 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 43 頁 共 60 頁 圖 ATF33143 實際工作電原理圖 優(yōu)化目 標針對工作頻段內增益、輸入輸出端口反射系數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù)；優(yōu)化對象為微帶線參數(shù)及串并聯(lián)阻容值。 C9 為隔直耦合電容， TL24 為阻抗匹配微帶線， TL21 為工作頻段信號提高高阻輸入； C1 為高頻信號接地電容， R1 為輸入端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， C2 為低頻接地電容，由于 R1,C2 的作用，放大器輸入低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；輸出匹配電路主要由 R、 TL2TL2 R C C C5 構成； C5 為隔直耦合電容， R 為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， TL23 為輸出端阻抗匹配微帶線， TL22 為工作頻段信號提供高阻； C4 為高頻信號接地電容，R2 為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， C4 為低 頻接地電容，由于 R2,C3 的作用，放大器輸出低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；放大器源極接微帶線用以改善電路穩(wěn)定性以及噪聲指標。 2） 直流偏置設計 本偏置采用有源偏置電路，正負 5V 供電為 LNA 提供 Vds=3V,Ids=40mA,R4 為負反饋電阻， 由于其負反饋環(huán)路的存在一定程度上可抑制過流，溫漂。 電路設計與優(yōu)化仿真 (1)基于 ATF33x143 電路設計 1） 設計指標及方法 設計指標 ： 低噪聲放大器，中心頻率為 ,帶寬 200MHz,噪聲系數(shù)小于 ,轉換功率 增益大于 10dB。 放大器的輸入匹配網絡將源反射系數(shù)變換為為Γ s=Γ opt。 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 40 頁 共 60 頁 圖 ATF33x143 噪聲系數(shù)圓圖 由上圖可知當Γ s=∠ 時晶體管最小噪聲系數(shù)為 。 Fmin、 Rn、Γ opt 通?？梢詮木w管生產廠家提供的數(shù)據(jù)中查到，也可以通過實驗測定。 Rn 為器件的等效噪聲電阻，一般給出歸一化等效噪聲電阻0ZRr nn ? 。如果器件沒有噪聲，則 Fmin=1。 11222211PPPPPPPPFnnnn ?? （ ） 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 39 頁 共 60 頁 圖 用于噪聲系數(shù)計算的通用噪聲模型 利用資用功率增量 AG ，將 2P 和 2nP 表示為 12 PGP A? 和 ninAn PPGP ?? 12 ，則噪聲系數(shù)可以表示為： 11 nAniPGPF ?? （ ） 其中， Pni 是放大器內部產生的噪聲功率。 圖 有噪兩端口網絡及等效表示法 根據(jù)公式推導，可以用轉換噪聲電壓 Vn 和轉換噪聲電流 In 得到如圖 的網絡模型。 (3)噪聲分析 當多級放大器級連時，有： )1(211213121 ......11?????????kAAAkAAAt ot al GGGFGGFGFFF （ ） 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 38 頁 共 60 頁 可見，級連系統(tǒng)的噪聲系數(shù)主要決定于前級低噪聲放大器的噪聲系數(shù)及增益；噪聲系數(shù)的減低和增益的提高都會改善噪 聲指標。 2)通過增加網絡內部負反饋抵消正反饋效應；考慮在 FET 源極添加電感實現(xiàn)串聯(lián)負反饋?？梢哉J為不穩(wěn)定端口存在等效負阻，考慮 在不穩(wěn)定端口添加串并聯(lián)電阻補償負阻（由于串聯(lián)電阻將產生附加熱噪聲，輸入端口熱噪聲會被放大，影響電路噪聲指標，宜避免在輸入端添加串聯(lián)電阻） [14]。 (2)電路穩(wěn)定性改善手段 為了改善二端口網絡的穩(wěn)定性，考慮從不穩(wěn)定原因出發(fā)改善穩(wěn)定性。121 SSSSSS SSK ????????? （ ） 21122222112211 1。通常根據(jù)穩(wěn)定性程度不同，可將其劃分為決對穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩類；在 11S 1 的條件下（一般器件 11S均小于 1）。當 Rin0 時， in? 1,工作穩(wěn)定。 低噪聲放大器設計 低噪聲放大器理論分析 (1)穩(wěn)定性分析 微波晶體管放大器由于器件內部 S12 的作用產生內部反饋，可能使放大器工作不穩(wěn)定而導致放大器的自激，理論上分析放大器產生自激的條件是從放大器的輸入或輸出端是否等效有負阻來進行判斷。 低噪聲放大器是中頻組件的一個極其重要的環(huán)節(jié)，其噪聲指標對整個中頻組件的噪聲指標起決定性作用（詳見噪聲分析）；本章基于 pHEMT 晶體管 ATF33x143 對低噪聲放大器進行了理論分析，最后進行了原理圖 設計與結果仿真，考慮到單電源供電及高增益等優(yōu)點，電路擬采用 Infineon 公司雙極結晶體管 BPF640 進行設計，并得出仿真結果。]_[ ??????混頻器變頻損耗： dBP ifPdBL rfm )( ???????? 中頻端口與射頻端口隔離度： dBIFP or tPPrfrf 102]_[lg10 ??????? 中頻端口與本振端口隔離度： dBIFP or tPPlolo 57]_[lg10 ??????? 由上述分析知分諧波混頻器變頻損耗約 14dB。 圖 變頻損耗 Vs射頻輸入功率 中頻頻譜分量 設 定 射 頻 頻 率 rfF = ， 射 頻 輸 入 功 率 rfP =20dBm ，本振頻率GHzFF rfo 2 )(1 ?? ,本振輸入功率設定 rfP =7dBm, ；對圖 進行 4 次諧波平衡仿真；中頻端口輸出頻譜如下圖所示： 圖 中頻輸出端頻譜 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 33 頁 共 60 頁 可知： d B mIFP o r tPd B mIFP o r tPd B mIFP o r tP lorfif 50]_[。 變頻損耗與射頻頻率關系 設定射頻頻率 rfF =變化范圍（ ~），射頻輸入功率取 20dBm，本振頻率 2 )( ?? rflo FFGHz ,本振輸入功率設定為 7dBm，對圖 進行 4 次諧波平衡仿真；仿真結果如下圖所示，在工作頻段內，變頻損耗約 14dB。TL TL4 為射頻、中頻隔離微帶線； TL18 、 TL19 分別為射頻、中頻匹配微帶線；其余元件圖中已描述。 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 30 頁 共 60 頁 整體電路設計與仿真 分諧波混頻器具體電路如下圖所示： 圖 分諧波混頻器仿真原理圖 TL1 為中頻、射頻及因混頻管非對稱產生的直流分量提供接地 。 （ 2） 射頻與本振端口： 射頻與本振端口匹配目標定為工作頻段 內最小化插入損耗，兼顧阻抗匹配。 三端口匹配指標 混頻二極管擬選用 SKYWORKS 公司 DMK2308000 型對管，其串聯(lián)電阻為 Rs= 4? ，結電容 pFC j )0( ? 。本振抑制與射頻抑制均大于 30dB。考慮加工工藝，高阻線寬定為 其特性阻抗為 78? ，低阻線線寬定為 ，其特性阻抗通過 ADS 微帶 線阻抗計算工具求得為? ,為電路優(yōu)化加速，將 71,CC 低阻微帶線寬設定為： ~ 線寬的低阻抗段 ,相應特性阻抗為 17? ~? ，計算各微帶尺寸： 中北大學 2021 屆畢業(yè)設計說明書 第 28 頁 共 60 頁 mmEEZ vLI hph )11(3)9( ??? ???? mmEEZ vLII hph )11(3)9( ??? ????? mmEEZvCII ph )11()12( ?? ?????? mmEEZvCII ph )11(315)12( ?? ?????? （假令第 7 段特性阻抗為 15? ） 將上述計算結果帶入電路各微帶線初值進行優(yōu)化；將設計目標