【正文】 。 49 用 ADS設計鏡像抑制混頻器 混頻器電路形式很多 ， 適用于各種形式的整機系統(tǒng) 。 本振工作點可以選在變頻跨導的直線段 ， 以獲得最好直線性和最小諧波分量 。 典型的 FET混頻器 1dB輸出功率壓縮點可能做到20dBm， 它比一般的二極管混頻器高了許多 ， 所以不僅動態(tài)范圍上限提高 ， 而且三階交調性能也很好 。 即使低增益狀態(tài) ， 也比二極管混頻的衰減狀態(tài)改善了許多 。 根據(jù)工作狀態(tài)不同 ， 可設計成高增益和高線性兩種不同工作狀態(tài) 。 微波 FET三極管混頻器相對于二極管混頻器的主要優(yōu)點有三個方面 。 在 100MHz以下時混頻器輸出阻抗常在 300~500?左右；前置中放輸出阻抗大多數(shù)取為 75?， 以使之和主中放匹配 。 工作頻帶必須大于混頻器工作頻帶 ， 更要遠大于主中放頻帶 ，而且要求帶內增益平坦度較好 ， 一般要求帶內增益起伏小于 ， 有些高質量數(shù)字通信系統(tǒng)要求增益起伏為 ， 以免影響信號質量 。 在 1GHz以上的前置中放已經(jīng)屬于微波集成放大器電路范疇 ， 應按照微波放大器原則進行設計 。 對前置中放的要求是 （ 1） 低噪聲 。 前置中放在頻率低于 30MHz時 ， 宜采用雙極型晶體管 ， 可獲得較好噪聲性能 ，而且其增益和噪聲系數(shù)隨溫度的變化很小 。 C波段衛(wèi)星通信第 1前置中放為避開鏡頻噪聲而取為 1200MHz。 47 六、混頓器與前置中放組件 前置中頻放大器 前置中頻放大器的主要任務是使混頻器輸出口獲得匹配 ， 而且對混頻輸出信號進行預放大 ， 這樣就可以把主中放安裝在機柜的另一個框架中 ， 用較長電纜把混頻一前置中放聯(lián)至主中放 。 為避免電流表串入直流電路引起附加反偏壓而影響混頻器 ， 需并聯(lián)電阻以降低電流表直流電阻 。 圖 930 混頻器總電流監(jiān)視 圖 931 混額管電流監(jiān)視 另一種方式如圖 931所示 。 正常工作情況下 ， 兩混頻器也會略有差異 ， 微安表可測出約幾十微安量級的直流電流差值 ?I。 一種方法如圖 930所示 。 46 六、混頓器與前置中放組件 混頻器電流監(jiān)測電路 在有些微波通信系統(tǒng)中需要監(jiān)視接收機工作狀態(tài) 。 （ 4） 體積尺寸小 ， 結構緊湊 。 （ 3） 工作頻帶可以合理分配 。 （ 2） 避免接插轉換損耗 。 （ 1） 前置中放的輸入匹配電路可專門按最佳噪聲信源阻抗設計 ， 以獲得整機最低噪聲系數(shù) 。 45 六、混頓器與前置中放組件 混頻器必然要與中頻放大器聯(lián)接 ， 在多數(shù)微波系統(tǒng)中 ， 為了保證系統(tǒng)性能 ， 常把中放分成兩部分 ， 一部分是主中放 ， 用于提供優(yōu)良的頻帶特性和高增益；另一部分是前置中放 ， 緊置于混頻之后 ， 雖無頻帶要求 ， 但要求噪聲很低 。由于兩個混頻管的基波電流反相，基波混頻的本振噪聲相互抵消。 本振頻率的降低解決了毫米波 、 亞毫米波本振的困難 ， 也使結構安裝大為簡 圖 925 諧波混穎原理電路 化。 諧波混頻是把兩個混頻二極管極性相反地并聯(lián)在傳輸線上 ， 本振頻率可以是信號頻率的一半 ， 或者是四分之一 ， 即 fs = 2fP + fif， 或者 fs = 4fp + fif。 其次 ， 為降低本振噪聲 ， 常采用平衡混頻器 ， 而在毫米波和亞毫米波段 ， 平衡混頻器的結構尺寸很小 ， 加工也困難 。 首先 ， 由于工作頻率高 ， 本機振蕩器的設計制作將更加困難 ， 不僅價格高 ， 而且性能不穩(wěn)定 。 中頻引出回路要對低端信號有良好抑制作用 。 圖 924 微帶雙平衡混頻器 （ a） 背視圖； （ b） 正面圖 。 在圖的中心位置處 ， 信號和本振都已處于平衡結構 ， 在此處即可焊接混頻管堆 。 兩個微帶平面巴倫分別作為微波信號和本機振蕩的不平衡輸入端 。 圖 923給出微帶巴倫示意圖 。 圖 923 微帶巴倫 （ a）巴倫盒體；（ b）巴倫帶線基片。 左端口的下根金屬帶接地 ， 可以和標準微帶連接； 1口是微波信號輸入端口；右端口的上下金屬條構成了兩個輸出端口 2和 3， 此端口為平衡端可接至環(huán)形混頻管堆的兩個臂 。 為獲得寬頻帶內阻抗?jié)u變轉換 ， 漸變線段采用阻抗的指數(shù)漸變形式 ， 可在較短的長度內獲得寬頻帶低反射的阻抗變換性能 。 由于基片介電常數(shù) ?r較大 ， 而且外金屬盒高度足夠高 ， 則微波能量集中在金屬帶之間的介質基片內 ， 它近似是上下平行的帶狀平行雙線 。 基片懸置于盒體半高中間位置 。 由于二極管共有 4只 ， 每只只提供輸出功率的 l／ 4， 原則上應比單平衡混頻器動態(tài)范圍大3dB。 實際上 ， 由于微波巴倫的不對稱 ，管芯參數(shù)離散以及安裝分布參數(shù)的影響 ， 信號與本振間的隔離度可在倍頻程內達到 20dB或更多 。 信號端口與本振端口的隔離度基本上取決于 4管環(huán)路的平衡程度 。 組合諧波的減少將降低諧波干擾 ， 也改善了諧波能量損耗 。 至于存在哪一類 ， 則取決于端口安排 。 組合諧波成份是 ?mfP?nfs。 （ 2） 混頻組合分量少 。 這是它的主要優(yōu)點 ， 因為這種混頻器中已取消了分支電橋 ， 代之以寬頻帶巴倫 ， 混頻器頻帶只取決于巴倫帶寬 。 轉換器常稱為巴倫 （ balun） ， 是平衡至不平衡轉換的英文縮寫譯音 。 雙平衡混頻器的主要構成是由環(huán)形管堆和兩個轉換變壓器組成 。 4只混頻管的電性能指標 、 分布參數(shù)以及結構尺寸必須嚴格一致 。 這樣一來 ， 兩個單平衡混頻器的信號端口沒有相互隔離 。 圖 921給出類似結構的鏡頻抑制混頻器 。 對于外鏡頻的抑制作用仍然存在 。 二次混頻的中頻相位正好和第一次外信號混出的中頻同相輸出 ， 因而起到了鏡頻能量回收的作用 。由于電路元件較多，結構較復雜，所以變頻損耗比單平衡混頻器要高 12dB左右。實際應用中，各種不平衡因素必然同時存在。 所指不平衡主要表現(xiàn)在變頻損耗不一樣和中頻輸出信號的相位偏離 。 當然 ， 混頻器動態(tài)范圍也比單平衡混頻器要大 。 （ 2） 4支混頻管應嚴格一樣 ， 比如靜態(tài)參數(shù)和駐波比 。 也就是說 ， 當本振頻率和信號頻率改變時 ， 被抑制的鏡頻也自動變化 ， 而起到抑制鏡頻作用 。 這時被抑制的頻率將是 fp+fif， 這點要特別注意 ， 對于外購的鏡頻抑制混頻器 ， 本振頻率使用不正確時 ， 混頻器就不能工作 。s = fp – fif， 將由于移相器作用 ， 在中頻口無輸出 。 （ 4） 信號頻率相對于本振的位置是固定的 。 （ 2） 外來鏡頻干擾或鏡頻噪聲由兩個混頻器混出的中頻在中頻端口 M處反相抵消 ， 從而獲得鏡頻抑制功率 。 電阻 R0是隔離電阻 ， 當信號由第 2口輸入時等分兩路 ， 經(jīng) ?g／ 4兩臂到達電阻處是等電位 ， 此時電阻沒有影響 ， 由 3， 4兩口輸出 。 信號和本振各用 1支同相位等分功率器 ， 分別加到兩個平衡混頻器上 。 02Z圖 919 鏡頻抑制混頻器 鏡頻抑制混頻器結構如圖 919所示 。 兩個單平衡混頻器兩路輸出之一 ， 再經(jīng)中頻移相器移相 ?／ 2后相加由中頻口引出 ， 圖919是把混頻器 （ B） 的中頻移相 ?／ 2。 電阻是真空沉積薄膜電阻 ， 頻率較低時也可以用片狀電阻外焊 。 為達到此目的 ， 電阻值應為 R0 = 2Z0， 而且電阻機械長度要遠小于 ?g／ 4。 抑制鏡像混頻器是利用兩個單平衡混頻器 ， 借助于移相器 ， 使兩個混頻器的鏡頻產(chǎn)物相互抵消 ， 從而達到抑制鏡頻的目的 。 然而當中頻頻率不很高時 ， 鏡頻與信頻相距不遠 ， 這時 ， 帶通濾波器 （ 或帶阻濾波器 ） 也很難做到既不影響信頻傳輸 ， 又針對鏡頻有很高抑制度 。 其次是鏡頻干擾 ， 大氣 、 天電 ， 尤其是鏡頻附近的通信雷達等無線電設備更構成威脅 。 混頻器單邊帶噪聲系數(shù)最小極限是 3dB。 34 三、鏡頻抑制混頻器 在任何外差式微波系統(tǒng)中 ， 混頻器的鏡頻抑制都是頗為重要的技術問題 。 中頻輸出電路中串接了一個低通濾波器 ， 取出中頻 ， 阻止殘余本振和信號的泄漏 ， 以便提高微波與中頻之間的隔離度 。 圖 917中的兩只混頻管連接在同一個扇形短路器上 ， 構成微波短路 。 另一種類似結構的交叉指耦合器如圖 918（ b） 所示 ，稱為非折疊式交叉指耦合器 。 耦合器的指寬度約為 ， 耦合縫賂小于 。 結構原則是短指長度約為工作頻段內最高頻率的 ?gh／ 4， 而長指應為最低工作頻率的 ?gh／ 4， 各相應耦合指用跳線相連 。 交叉指耦合器放大后的結構圖如圖 918（ a） 所示 ， 它是一種寬頻帶耦合器件 ， 頻帶寬度可做到 1~倍頻程 ， 幾乎是環(huán)形電橋的 5~10倍；性能很好 ， 在頻帶內隔離度可達–30dB， 兩個輸出端口 （ 即端口 2和 3） 相移為 90?， 而相位差可小于?2?， 駐波比也可小于 。 由表 91可見，分支電橋在較高微波頻率時，由于臂長短且寬，分支 T形結的影響過大，很難對端口匹配（ |s11|）、隔離度（ |s21|）和功率分配均衡（ s31和 s41）進行兼顧；而環(huán)形電橋仍能保持良好特性。 表 91給出用計算機分析 X波段分支電橋和環(huán)形電橋性能的比較 。 （ 3） 當輸出口有反射時環(huán)形電橋的端口駐波比不如分支電橋 。 31 二、平衡混頻器 環(huán)形電橋混頻器 環(huán)形電橋各種結構的優(yōu)缺點和分支電橋相比歸納如下： （ 1） 環(huán)形電橋周長大 ， 適于微波高頻端 ， 而分支電橋適于低頻端 。由于兩路信號均分后所走過的路程不對稱 ，因此對頻率的變化較敏感 。 00r e o cZ Z Z Z??圖 916 利用耦合線加寬電橋頻帶 環(huán)形電橋混頻器 （ 3） 寬頻帶環(huán)形電橋混頻器 普通的環(huán)形電橋頻帶雖然比分支電橋寬一些 ，但最多只能在 30%左右頻帶內能良好工作 。 此種混頻器的工作頻帶可以達到倍頻程 。 環(huán)形橋每臂的特性阻抗為 Zc， 則耦合段的特性阻抗 Zr應為 （ 920） 式中 Z0o和 Z0e分別是該耦合段的奇模和偶模阻抗 ， 耦合段的每個支線都是一端接地 ， 用通孔金屬化以后 ， 和基片底面連通 。 按照圖 910的原理 ， 電橋第 3和第 4口向混頻管視入駐波比是 環(huán)臂的特性阻抗 Zc應是 圖 915 變阻抗環(huán)形電橋混頻器 0 / 5 0 /bbZ R R? ??00022 bcRZ Z ZZ???30 二、平衡混頻器 圖 916是采用寬頻帶環(huán)形電橋的平衡混頻器 。 這時只要把環(huán)形電橋第 3口和第 4口的阻抗設計為 R6即可 ?；祛l管的微波阻抗為 Zd=