【正文】 其實也可以優(yōu)化，只要稍微的減小輸入反射系數(shù)，增大輸出反射系數(shù)即可。（從這里可以得到：前面輸入端匹配的原理有些問題，參觀參考書也是如此） 其匹配圓如圖所示： 得到其輸出匹配電路： 至此，我們得到整體的放大器的原理圖如下： 由此，我們得到相關指標如下圖所示： 輸入駐波比： 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 51 . 0 4 . 0102030040f r e q , G H zSP3.VSWR1R e a d o u tm6m6f r e q =S P 3 . V S W R 1 = 1 . 0 9 02 . 4 6 0 G H z1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 51 . 0 4 . 010203040050f r e q , G H zSP3.VSWR2R e a d o u tm7m7f r e q =S P 3 . V S W R 2 = 1 . 5 3 22 . 4 6 0 G H z 最小噪聲系數(shù)： 0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 01020304050060f r e q , G H zNFminR e a d o u tm1m1f r e q =N F m i n = 0 . 4 9 92 . 4 5 0 G H z 穩(wěn)定性： 0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 05 . 0 E 51 . 0 E 61 . 5 E 60 . 02 . 0 E 6f r e q , G H zSP1.StabFact1R e a d o u tm5m5f r e q =S P 1 . S t a b F a c t 1 = 1 . 0 1 72 . 4 6 0 G H z S 參數(shù)： 0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 0 2 5 2 0 1 5 1 05 3 00f r e q , G H zdB(SP1.SP.S(1,1))R e a d o u tm2m2f r e q =d B ( S P 1 . S P . S ( 1 , 1 ) ) = 2 7 . 9 7 02 . 4 5 0 G H z0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 0 1 5 1 05 2 00f r e q , G H zdB(SP1.SP.S(2,2))R e a d o u tm4m4f r e q =d B ( S P 1 . S P . S ( 2 , 2 ) ) = 1 2 . 2 6 82 . 4 5 0 G H z 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 51 . 0 4 . 0 7 0 6 0 5 0 4 0 3 0 2 0 8 0 1 0f r e q , G H zdB(SP3.SP.S(1,2))R e a d o u tm8m8f r e q =d B ( S P 3 . S P . S ( 1 , 2 ) ) = 1 9 . 0 5 72 . 4 6 0 G H z1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 51 . 0 4 . 0 4 0 3 0 2 0 1 0010 5 020f r e q , G H zdB(SP3.SP.S(2,1))其實上圖就是增益： 我們接著給出增益曲線： 0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 0 4 0 2 0020 6 040f r e q , G H zSP1.MaxGain1R e a d o u tm3m3f r e q =S P 1 . M a x G a i n 1 = 1 6 . 8 0 92 . 4 5 0 G H z 可以發(fā)現(xiàn)，兩者基本一致。 在這里匹配的思路如下： 為了源全部輸出，因此必須無反射，即加輸入匹配網(wǎng)絡后等效輸入阻抗為50 歐姆，且從輸入匹配網(wǎng)絡輸出端看去，其等效阻抗 為得到最小噪聲系數(shù)阻抗的共軛值。下面進行匹配設計。 m5 有最小噪聲系數(shù)的輸入阻抗，此時可獲得最小噪聲系數(shù)為 ，但是這兩個點并不重合，因此我們必須在增益和噪聲系數(shù)之間綜合權衡。 噪聲系數(shù)園和輸入匹配 我們首先觀察該頻段上的噪聲系數(shù)： 0 . 5 1 . 0 1 . 5 2 . 0 2 . 5 3 . 0 3 . 50 . 0 4 . 00 . 51 . 01 . 52 . 02 . 53 . 00 . 03 . 5f re q , G H zNFminR e a d o u tm3m3f re q =N F m i n = 0 . 3 5 41 . 6 8 0 G H z 圖 噪聲系數(shù) 從上圖可知，噪聲系數(shù)最小點為 ，接下來我們就要實現(xiàn)適當?shù)妮斎肫ヅ渚W(wǎng)絡來實現(xiàn)最小的噪聲系數(shù)。具體的電路由于集成到總電路里面，這里的相關電路最后給出結果。 穩(wěn)定性分析 進行 S 參數(shù)設計的仿真，需要添加很多的控件。 偏置電路的設計 設置好偏置工作點后，我們得到電路原路圖如下： 圖 偏置電路原理圖 從上圖可知， R2 和 R4 的電阻值不是常規(guī)標稱值，它們僅僅是理論計算的結果。 設計目標如下： ◢工作頻率 ~ ISM 頻段 ◢噪聲系數(shù) NF ◢增益 Gain15 ◢ VSWRin,VSWRout 五 、 ADS 軟件仿真 設計 和結論 ADS 仿真設計 直流分析 DC TRacing 設計 LNA 的第一步是確定集體管的直流工作點 . 圖 直流偏置曲線 由上圖可知，在 2GHz 時，當 V=2v 且 I=20mA 時， F 接近最小值。 用于低噪聲放大器的印制板應具有損耗小，易于加工，性質(zhì)穩(wěn)定的特點，材料的物理和電氣性能均勻（特別是介電常數(shù)和厚度），同時對材料的表面光潔度有一定要求，通常我們可以采用以 FR4（介電常數(shù) 4~5 之間），為基片的 板材，如電路要求較高可采用以氧化鋁陶瓷等材料為基片的微波板材，在 PCB 布板中則要考慮到鄰近相關電路的影響，注意濾波、接地和外電路干擾問題設計中要滿足電磁兼容設計原則。在同樣的反饋系數(shù)S12 的情況下， S21 越大當然反饋的功率也越強，因此 S21 也影響放大器的穩(wěn)定性。微波管的 S21 代表電壓波 的正向傳輸系數(shù)，也就是放大倍數(shù)。 在以上的討論中我們忽略了晶體管的反向傳輸系數(shù)，實際中微波場效應晶體 管和雙極性晶體管都存在內(nèi)部反饋，微波管的 S12 就表示內(nèi)部反饋量，它是電壓波的反向傳輸系數(shù)。通過電路分壓，從饋電電壓 Vdc分別使 Vds=3V， Vgs=，實現(xiàn) ATF54143 工作于工作點。當 Vds=3V， Vgs=時，漏極電流約 60mA。其中 Vdc是饋電電壓，其值選 5V； Vds是 ATF54143 的漏源工作電壓，大小為 3V； Ids是 ATF54143靜態(tài)工作點所需的漏極電流，大小為 60mA。 直流偏置電路為放大器提供合適的電壓和電流，使得晶體管工作于要求的靜態(tài)工作點，并在晶體管參數(shù)和溫度變化的范圍內(nèi)，保持靜態(tài)工作點的恒定。 偏置電路