【正文】 直到信號前沿到達遠端，前向耦合電流才到達靜態(tài)線遠端。所以近端容性耦合電流上升到一個恒定值并持續(xù)達 2*TD，然后下降到 0，近端容性耦合飽和電流的幅度為： VvCVvCImLmL ***41***21*2111 ?? mLC 為單位長度互容， v 為信號傳輸速度， V 表示信號電壓。當前沿傳輸 了一個飽和長度之后，近端的電流將達到一個穩(wěn)定值。 容性耦合電流 當信號從驅動器輸出時，僅在信號前沿存 +在的區(qū)域，才有容性耦合電流流入靜態(tài)線，其中的一半向后流入近端，另一半向前流向遠端 ，這兩種電流都為正向。 重慶郵電大學本科畢業(yè)設計論文 20 圖 1I 和 2I 為兩根信號線上傳輸的電流 ， 11I 和 12I 為容性耦合所產生的流 ， mI 為感性耦合所產生的電流。當干擾源狀態(tài)變化時，會在被干擾對象上產生一串擾脈沖，在高速系統中，這種現象很普遍。因此，信號在通過一導體時會在相鄰的導體上引起兩類不同的噪聲信號：容性耦合信號與感性耦合信號。 第 六 章 串擾 的 理論分析和仿真 串擾是由電磁耦合形成的，耦合分為容性耦合和感性耦合兩種。當信號的上升沿通過電感時， 如果上升沿是線性的，則電感的阻抗約為 ： RTLIdtdILIVZ L ??? 為保證電感阻抗低于導線特性阻抗的 20%，可允許的最大感性突變?yōu)椋? RTZL ** 0m ax ? 感性突變會引起時延累加，即接收端信號的上升時間會隨感性突變呈線性增加，時延增加量為： ZLadd *?? 在 2in長走線中加入不同值的電感，仿真結果如下： 表 電感值 /PF 0 10 20 40 OvershootHigh/mv OvershootLow/mv 接收 端波形比較如下： 圖 從圖中可以看出，隨著串聯電感的增大，信號上升時間將增大。對于邊沿快速上升的入射信號，串聯回路電感最初像是一個高阻抗元件， 所以 產生返回源端的正反射，近端信號的形狀為先上升后下降，呈現非單調。 在走線中加入不同大小的中途負載電容進行仿真，結果如下： 表 中途電容值 /PF 0 2 5 10 OvershootLow/mv 波形 下沖部分 如下： 圖 如果信號的上升邊沿是線性的 ，則 dv/dt=V/RT,電容器阻抗為： CRTRTVC VdtdVC VZ C ??? 為了避免該阻抗造成嚴重的問題， 則要求該阻抗大于傳輸線 的阻抗，對于不同的 RT，應根據 0*5 ZZC ? 來選取限制電容。在不同末端電容值下的接收端 信號的上升時間如下表： 表 負載電容 C/PF 0 2 5 10 上升時間 RT/ ns 其 波形 對比 如下： 圖 走線中途容性負載對反射的影響 測試焊盤、過孔、封裝引線或連接到互連線中 途的短樁線，都起著集總電容器的作用。 這意味著反射系數隨時間的變化而變化，反射信號將先下跌在上升到開路狀態(tài)的情形。隨著電容充電過程的進行，電容兩端的電壓變化率的 dV/dt將下降， 這使得電容器阻抗明顯增大。時域中的電容阻抗為： dtdVCVZC ? C表示電容， V表示信號的瞬態(tài)電壓。 為了保證反射噪聲電壓低于電壓擺幅 的 5%，就需要保證特性阻抗的變化率小于 10%。 圖 短精裝的影響由三個因素決定：頸狀線的時延 TD、頸狀線的特性阻抗 2Z 以及信號的上升時間 RT。如采用串行端接，則在傳 輸線源端每條傳輸線上均加入一串行電阻； 如采用并行端接（以簡單并行端接為例），則應在每一負載處都進行端接， 下 圖所示： 圖 反射的影響因素 傳輸時延對反射的影響 如果傳輸線 的瞬態(tài)阻抗不 匹配，即 0ZR? ，此 時通過在源和負載之間多次反射，就會產生多次振鈴 ，解決的辦法就是端接匹配阻抗，但這并不表示在任何情況下都需要端接電阻，如果導線足夠短，雖然依舊發(fā)生了反射，但多次反射將被掩蓋在上升沿中，幾乎不能辨認，也就不能引起潛在的問題，當傳輸線時延 TD小于信號上升時間 Tr的 20%時，可以不考慮反射帶來的振鈴噪聲，所以粗略得出沒有端接電阻的最大長度約為： RTLen ?max 下圖是在不同傳輸時延下接收端波形的比較： 重慶郵電大學本科畢業(yè)設計論文 17 圖 短串接對反射的影響 電路板上的走線通常要通過過孔區(qū)，或是要在元件密集區(qū)域布線，此時線寬有可能要變窄，收縮成頸狀。 如果多個負載之間的距離較近，可通過一條傳輸線與驅動端連接，負載都位于這條傳輸線的終端，這時只需要 一個端接電路。 圖 多負載的端接 在實際電路中常常會遇到單一驅動源驅動多個負載的情況，這時需要根據負載情況及電路的布線拓撲結構來確定端接方式和使用端接的數量。事實上，反射功率的一部分會通過正向偏置的二極管反饋回到 VCC或者地， 同樣也可以在傳輸線上任何可能引發(fā)信號反射的位置加入肖特 基二極管。所以，當傳輸線的特征阻抗 Z0不清楚時，比較適合采用這種終端匹配技術。能量的損耗限制了信號反射的幅度，確保信號的完整性。這種工作方式的結果是，傳輸線上就會出現多次的信號反射。 同樣連接到地上的二極管也可以將信號的下沖限制在二極管的正向偏置電壓上。傳輸線末端任何的信號反射，如果導致接收器輸入端上的電壓超過 VCC和二極管的正向偏值電壓，該二極管就會正向導通連接到 VCC上。然后，如果緊接著的是一個相位相反的數據位就需要花比正常情況更長的時間來確保信號跨越接收器邏輯閾值電平，這是因為接收器端的電壓起自一個很高的電位。 AC 終端匹配技術的一個缺點是信號線上的數據可能出現時間上的抖動，這主要取決于在此之前的數據位模式。所有這些因素都將影響終端匹配電容的充電和放電特性，從而影響功率消耗。通常情況下，要確保 RC 時間常數大于該傳輸線負載延時的兩倍。 重慶郵電大學本科畢業(yè)設計論文 14 圖 對長走線進行戴維南終端匹配后仿真，波形如下： 圖 AC 終端匹配 AC 終端匹配技術也稱之為 RC 終端匹配技術，由一個電阻 R 和一個電容 C 組成，電阻 R 和電容 C 連接在傳輸線的負載一端。這種終端匹配技術同樣也要求兩個匹 配電阻之間存在一定的比例關系，同時也存在額外的到電源和地的線路連接。戴維南終端匹 配技術同樣通過向負載提供額外的電流從而有效地減輕了驅動器的負擔， 另外這種終端匹配技術還能夠有效地抑制信號過沖。與此相類似， R2的作用是幫助驅動器更加容易地到達邏輯低狀態(tài)，這通過 R2向地釋放電流來實現。 圖 對長走線進行串聯終端匹配后仿真，波形如下： 圖 戴維南終端匹配 戴維南終端匹配技術或者也叫做雙電阻終端匹配技術，采用兩個電阻來實現終端匹配， R1和 R2的并聯組合要求同信號線的特征阻抗 Z0匹配。 由于 許多的驅動器都是非線性的驅動器，驅動 器的輸出阻抗隨著器 件邏輯狀態(tài)的變化而變化，從而導致串聯匹配電阻的合理選擇更加復雜。然而不會出現進一步的信號反射，這是因為串聯的匹配電阻在接收器端實現了反射信號的終端匹配。 而在接收端，由于信號線阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情況下，接收器的輸入阻抗更高，因而會導致大約同樣幅度值信號的 反射，稱之為附加的信號波形。驅動器輸出阻抗 R0 以及電阻 R 值的和必須同信號線的特征阻抗 Z0匹配。 圖 對長走線進行并聯終端匹配后仿真，波形如下： 圖 串聯終端匹配 串聯終端匹配技術，也稱之為后端終端匹配技術，不同于其它類型的終端匹配技術，是源端的終端匹配技術。 另外并聯終端匹配技術也會使信號的邏輯高輸出電平的情況退化。終端匹配到 VCC可以 提高驅動器的源的驅動能力，而終端匹配到地則可以提高電流的吸收能力。電阻 R 的值必須同傳輸線的特征阻抗 Z0匹配，以消除信號的反射。 端接電阻匹配方式 匹配阻抗的端接有多種方式， 包括并聯終端匹配，串聯終端匹配，戴維南終端匹配， AC 終端匹配，肖特 基二極管終端匹配。 進入傳輸線的實際電壓是由源電壓及內阻和傳輸線組成的分壓器共同決定的， 設源電壓為 0V ，內阻為 0R ，傳輸線的特性阻抗為 0Z ，則進入傳輸線的實際電壓為： 0000 * RZ ZVVi ?? 由此可見 減小電源的內阻有利于提高電源的利用率，在實際運用中，驅動源內阻都遠小于 傳輸線特性阻抗， 而負載的輸入阻抗一般都大于傳輸線的特性阻抗，這樣就會導致 在源端出現負反射， 在負載端出現正反射，反射波在源端和負重慶郵電大學本科畢業(yè)設計論文 12 載端來回反射 就會 引起振鈴現象， 與電路諧振所產生的振鈴效應相比，其本質上是有區(qū)別的 。 反射引起的 振鈴 效應 驅動源總存在內阻，內阻對進入傳輸線的初始電壓有重要影響。同時