【正文】 W/(VDD/100 x η )，只有幾個(gè)微安。W的額外功率。例如，在 AB類(lèi)器件中， 8mV的直流失調(diào)電壓通過(guò) 8?負(fù)載會(huì)額外消耗 1mA的電流。 3. 輸出失調(diào) 與 AB類(lèi)放大器不同的是， D類(lèi)放大器在加上負(fù)載后其輸出失調(diào)電壓不會(huì)明顯增大靜態(tài)電流。不46 要用 VREG作為系統(tǒng)周?chē)?6V電源。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡(jiǎn)化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并降低了系統(tǒng)成本。H時(shí)可以獲得最佳效率。H范圍內(nèi)。典型的 8?揚(yáng) 聲器等效串聯(lián)電感在 30181。為獲得最佳效果，可以用一個(gè)等效串聯(lián)電感大于 30181。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了大多數(shù)揚(yáng)聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線(xiàn)圈的偏移非常小。 MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚(yáng)聲器線(xiàn)圈自身的電感和揚(yáng)聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復(fù)音頻成分。傳統(tǒng)的 PWM結(jié)構(gòu)采用較大的差分輸出擺幅 (2 x VDD峰 峰值 )，造成紋波電流過(guò) 大。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類(lèi)效率的對(duì)比 應(yīng)用信息 1. 無(wú)濾波工作 傳統(tǒng)的 D類(lèi)放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復(fù)音頻信號(hào)。 45 理論上線(xiàn)性放大器的最佳效率為 78%，不過(guò)該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。在 D類(lèi)放大器中，輸出晶體管用作電流調(diào)整開(kāi)關(guān)，消耗的額外功率可以忽略不計(jì)。當(dāng)三角波輸入幅度超出相應(yīng)的比較器輸入電壓時(shí)，比較器的輸出翻轉(zhuǎn)。該器件也可以配置為單端輸入放大器。獨(dú)特的無(wú)濾波調(diào) 制方案以及擴(kuò)頻切換模式構(gòu)成了一個(gè)緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。 MAX9703是單聲道放大器， MAX9704是立體聲放大器。 MAX9703/MAX9704的應(yīng)用與： LCD TV 、 LCD監(jiān)視器、臺(tái)式 PC、 LCD放映機(jī)、免提式車(chē)載電話(huà)適配器、汽車(chē)電子。 C至 +85176。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。 MAX9703/MAX9704具有 80dB的高 PSRR， %的低 THD+N，以及超過(guò) 95dB的 SNR。 MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式 (FFM)與擴(kuò)頻模式 (SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的 EMI輻射。這兩款器件采用了 D類(lèi)結(jié)構(gòu)，提供 15W功率時(shí)效率高達(dá) 78%。低通濾波器按照組成元件通常可分為 LC、 RC型， RC又可分為無(wú)源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負(fù)載電阻 RL 是影響 Q值的一個(gè)變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響 應(yīng)曲線(xiàn)， 圖 533所示為負(fù)載電阻為 4 歐姆所設(shè)計(jì)的 LC 參數(shù)，頻響曲線(xiàn)平坦，對(duì)于 8 歐姆與 2 歐姆負(fù)載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 圖 530 PWM 濾波前后的時(shí)域波形 圖 531 PWM 濾波前后的頻譜 分布 根據(jù)組成低通濾波器的元件與結(jié)構(gòu)不同，低通濾波效果與應(yīng)用方面不盡相同。 41 圖 529 低通濾波器頻率特性 圖 530與 圖 531為 PWM 濾波前后的時(shí)域與頻域分析。 2． 低通濾波 采用開(kāi)關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開(kāi)關(guān)功率級(jí)輸 出的高頻 PWM信號(hào)中包含有音頻信號(hào)。 缺點(diǎn)是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 互 補(bǔ) PWM開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開(kāi)啟 Q5 和 Q8或 Q6 和 Q7，分別經(jīng)兩個(gè) 4 階 Butterworth 濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。 因輸出功率稍大于 l w，屬小功率輸出，可選用功率相對(duì)較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動(dòng)的對(duì)管， IRFDl20 和 IRFD9120 VMOS 對(duì)管的參數(shù)能夠滿(mǎn)足上述要求，故采用之。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線(xiàn) 40 ⑤． 總結(jié) 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類(lèi) PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以 上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點(diǎn)，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場(chǎng)合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時(shí)，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經(jīng) LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線(xiàn)對(duì)比如 圖 527。相關(guān)參數(shù)如下： PWM 頻率： 350～ 400kHz；音頻信號(hào)： 1kHz；負(fù)載： 8Ω純電阻； L L2： 15μ H； CC2 ： F。 H 橋式電路輸出 PWM波的極性不同，會(huì)對(duì)濾波器輸出產(chǎn)生影響。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復(fù)音頻信號(hào)，要采用 LC元件對(duì) PWM 進(jìn)行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計(jì)。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波 形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1 與 PWM2 形成的差動(dòng)信號(hào)則是低電平為 VCC，高電平為 VCC 的方波。根據(jù)開(kāi)關(guān)控制規(guī)律的不同，橋式電路的 PWM 輸出可分為雙極性 PWM 與單極性 PWM。 2. 開(kāi)關(guān)功率輸出電路 ① ． H 橋式輸出電路基本結(jié)構(gòu) H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動(dòng)平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放 H 橋式輸出電路如 圖 519所示，由四個(gè)開(kāi)關(guān)與輸出濾波器組成。 方案二：選用 VMOSFET 管。 方案一：選用晶體三極管、 IGBT 管。此方式可充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波的峰 — 峰值可達(dá) 10 v，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，改選用此輸出電路形式。電路輸出載波峰 —峰值不可能超過(guò) 5v 電源電 壓，最大輸出功率遠(yuǎn)達(dá)不到題目 的基本要求。 驅(qū)動(dòng)電路晶體三極管選用 2SC8050 和 2SA8550 對(duì)管。 驅(qū)動(dòng)電路 電路如圖 516 所示。 圖 515 前置放大器 電路 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值 Vom 2． 5v，取 Vom = V，則要求輸入的音頻最大幅度 Vim ( Vom / AV )=2/8=250mv。 選擇同相放大器的目的是容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻 R1=10KΩ的要求。 因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放大，其增益應(yīng)大干 5。設(shè)置前置放大器，可使整個(gè)功放的增益從 1— 20 連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。 出于三角波 V PP_ =2v，所以要求音頻信號(hào)的 V PP_ 不能大于 2v，否則會(huì)使功 放產(chǎn)生失真。使振蕩器頻率 f在 150KHz 左右有較大的調(diào)整范圍。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3 的計(jì)算過(guò)程如下：對(duì)電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 電路參數(shù)的計(jì)算：在 5v 單電源供電下，我們將運(yùn)放 5腳和比較器 3腳的電位用 R8 調(diào)整為 ，同時(shí)設(shè)定輸出的對(duì)稱(chēng)三角波幅度為 1v(Vp_p＝ 2V)。 TLC4502 不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿(mǎn)幅輸出，既保證能產(chǎn)生線(xiàn)性良好的三角波，而且可達(dá)到發(fā)揮部分對(duì)功放在低電壓下正常工作的要求。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。 D 類(lèi)功放電路分析與計(jì)算 脈寬調(diào)制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專(zhuān)用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實(shí)現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。雖然這一效率優(yōu)勢(shì)降低了系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)散熱性能設(shè)計(jì)的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。 8 阻抗、 13cm 口徑揚(yáng)聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。然而，高頻揚(yáng)聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會(huì)大于其標(biāo)稱(chēng)值，如圖 511 示。揚(yáng)聲器是一個(gè)復(fù)雜的機(jī)電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。雖然大多數(shù)揚(yáng)聲器 的阻抗都采用 4或 8，但也可采用其他阻抗的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)更高效的散熱。此外， 12 負(fù)載的工作效率要比 4 負(fù)載的高出 10%到 15%，降低了功耗。電源電壓大于等于 8V 時(shí)， 4的負(fù)載電流將達(dá)到 2A，相應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 8W。要降低峰值電流，應(yīng)在保證 輸出功率，以及 D 類(lèi)放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚(yáng)聲器，如圖 510 所示。 當(dāng) D 類(lèi)放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的 SMT 散熱片 圖 59 SMT 散熱片 4． 負(fù)載阻抗 D 類(lèi)放大器 MOSFET 輸出級(jí)的導(dǎo)通電阻會(huì)影響它的效率和峰值電流能力。圖 59 給出了一個(gè) PCB 表貼散熱片 (218 系列 )。采用底部的裸露30 焊盤(pán)后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 圖 58 D 類(lèi)放大器 3. 輔助散熱 當(dāng) D 類(lèi)放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時(shí)，增加外部散熱片可以改善 PCB的熱性能。雖然對(duì)整體熱性能的改善不到 10%，但這樣的改善卻會(huì)給系統(tǒng)帶來(lái)兩種截然不同的結(jié)果 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。圖 58給出的 PCB中，采用寬的連線(xiàn)將 D類(lèi)放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個(gè)電感相連。 盡量加寬所有與器件的連線(xiàn)，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。 與裸露焊盤(pán)相接的敷銅塊應(yīng)該用多個(gè)過(guò)孔連到 PCB 背面的其他敷銅塊上。敷銅走線(xiàn)應(yīng)盡可能寬，因?yàn)檫@將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。盡可能 在敷銅塊與臨近的具有等電勢(shì)的 D類(lèi)放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。對(duì)底部有裸露焊盤(pán)的封裝來(lái)說(shuō)， PCB及其敷銅層是 D 類(lèi)放大器主要的散熱渠道。 圖 56 正弦波的 RMS 值高于音頻信號(hào)的 RMS值，意味著用正弦波測(cè)試時(shí)， D類(lèi)放大器的發(fā)熱更大。因此，測(cè)量系統(tǒng)的熱性能時(shí)，最好使用實(shí)際音頻信號(hào)而非正弦波作為信號(hào)源。同樣，音頻信號(hào)可能存在突變，但正如測(cè)量結(jié)果所示，其平均值仍遠(yuǎn)低于正弦波。圖 56所示為時(shí)域內(nèi)音頻信號(hào)和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測(cè)量?jī)烧?RMS 值的結(jié)果。 常見(jiàn)的音源，包含音樂(lè)和語(yǔ)音，其 RMS 值往往比峰值輸出功率低得多。盡管使用正弦波進(jìn)行測(cè)量比較方便，但這樣的測(cè)量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負(fù)載。盡管如此，使用 D類(lèi)仍然需要放大器時(shí)慎重考慮其散熱。即使是忽略成本方面的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問(wèn)題。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。 LC 濾波器的元器件，尤其是電感器，占用 PCB 面積并且增加成本。對(duì)于處理模擬輸入的 D類(lèi)放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對(duì)于數(shù)字輸入的 D類(lèi)放大器有效地集成了 DAC 功能。 D類(lèi)集成電路放大器可采用比模擬線(xiàn)性放大器尺寸小和成本低的封裝。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。 系統(tǒng)成本 D類(lèi)放大器的有源器件是開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線(xiàn)或選用要求繞線(xiàn)匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。如果繞線(xiàn)匝數(shù)很多，與總繞線(xiàn)長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很重要。原因是27 如果電流超過(guò)額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會(huì)發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。 電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線(xiàn)電阻。對(duì)于常見(jiàn)的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的 L值和 C 值，表 51給出了標(biāo)稱(chēng)元器件值及其相應(yīng)的近似 Butterworth 響應(yīng)。 圖 55 差分開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和 LC低通濾波器 常見(jiàn)的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似于簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無(wú)功分量。下圖示出一個(gè)差分式二階 LC 濾波器。在成本和 EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過(guò)屏蔽減小來(lái)自低成本鼓形磁芯的輻射。這很有幫助，因?yàn)?Schottky 二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。通過(guò)保持非重疊時(shí) 間非常短 (還建議將音頻失真減至最小 )使 EMI減至最小。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉?