【正文】 表 61 增益設(shè)置 47 7 D 類功放的發(fā)展與技術(shù)展望 D 類功放的不足 （ 1）輸出功率晶體管并不是純粹的開關(guān)，也不是匹配得很好，會帶來畸變。W/(VDD/100 x η )，只有幾個微安。W的額外功率。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調(diào)電壓通過 8?負(fù)載會額外消耗 1mA的電流。 3. 輸出失調(diào) 與 AB類放大器不同的是， D類放大器在加上負(fù)載后其輸出失調(diào)電壓不會明顯增大靜態(tài)電流。不46 要用 VREG作為系統(tǒng)周圍元件的 6V電源。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設(shè)計，并降低了系統(tǒng)成本。H時可以獲得最佳效率。H范圍內(nèi)。典型的 8?揚(yáng)聲器等效串聯(lián)電感在 30181。為獲得最佳效果，可以用一個等效串聯(lián)電感大于 30181。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了大多數(shù)揚(yáng)聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。 MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚(yáng)聲器線圈自身的電感和揚(yáng)聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復(fù)音頻成分。傳統(tǒng)的 PWM結(jié)構(gòu)采用較大的差分輸出擺幅 (2 x VDD峰 峰值 )，造成紋波電流過大。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率 的對比 應(yīng)用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復(fù)音頻信號。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。在 D類放大器中，輸出晶體管用作電流調(diào)整開關(guān)，消耗的額外功率可以忽略不計。當(dāng)三角波輸入幅度超出相應(yīng)的比較器輸入電壓時 ，比較器的輸出翻轉(zhuǎn)。該器件也可以配置為單端輸入放大器。獨(dú)特的無濾波調(diào)制方案以及擴(kuò)頻切換模式構(gòu)成了一個緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。 MAX9703是單聲道放大器， MAX9704是立體聲放大器。 MAX9703/MAX9704的應(yīng)用與： LCD TV 、 LCD監(jiān)視器、臺式 PC、 LCD放映機(jī)、免提式車載電話適配器、汽車電子。 C至 +85176。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。 MAX9703/MAX9704具有 80dB的高 PSRR， %的低 THD+N，以及超過 95dB的 SNR。 MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式 (FFM)與擴(kuò)頻模式 (SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的 EMI輻射。這兩款器件采用了 D類結(jié)構(gòu)，提供 15W功率時效率高達(dá) 78%。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負(fù)載電阻 RL 是影響 Q值的一個變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響應(yīng)曲線， 圖 533所示為負(fù)載電阻為 4 歐姆所設(shè)計的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于 8 歐姆與 2 歐姆負(fù)載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 圖 530 PWM 濾波前后的時域波形 圖 531 PWM 濾波前后的頻譜分布 根據(jù)組成低通濾波器的元件與結(jié)構(gòu)不同，低通濾波效果與應(yīng)用方面不盡相同。 41 圖 529 低通濾波 器頻率特性 圖 530與 圖 531為 PWM 濾波前后的時域與頻域分析。 2． 低通濾波 采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級輸出的高頻 PWM信號中包含有音頻信號。 缺點(diǎn)是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 互補(bǔ) PWM開關(guān)驅(qū)動信號交替開啟 Q5和 Q8或 Q6和 Q7，分別經(jīng)兩個 4階 Butterworth 濾波器濾波后推動喇叭工作。 因輸出功率稍大于 l w，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動的對管， IRFDl20 和 IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結(jié) 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點(diǎn)，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經(jīng) LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對比如 圖 527。相關(guān)參數(shù)如下： PWM 頻率： 350～ 400kHz；音頻信號： 1kHz；負(fù)載： 8Ω純電阻； L L2： 15μ H； CC2 ： F。 H 橋式電路輸出 PWM波的極性不同，會對濾波器輸出產(chǎn)生影響。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復(fù)音頻信號，要采用 LC元件對 PWM 進(jìn)行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為 VCC 的方波。根據(jù)開關(guān)控制規(guī)律的不同，橋式電路的 PWM 輸出可分為雙極性 PWM 與單極性 PWM。 2. 開關(guān)功率輸出電路 ① ． H 橋式輸出電路基本結(jié)構(gòu) H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時可以實(shí)現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放 H 橋式輸出電路如 圖 519所示，由四個開關(guān)與輸出濾波器組成。 方案二：選用 VMOSFET 管。 方案一：選用晶體三極管、 IGBT管。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰 — 峰值可達(dá) 10 v，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，改選用此輸出電路形式。電路輸出載波峰 —峰值不可能超過 5v 電源電 壓，最大輸出功率遠(yuǎn)達(dá)不到題目 的基本要 求。 驅(qū)動電路晶體三極管選用 2SC8050和 2SA8550對管。 驅(qū)動電路 電路如圖 516 所示。 圖 515前置放大器 電路 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值 Vom 2． 5v，取 Vom = V，則要求輸入的音頻最大幅度 Vim ( Vom / AV )=2/8=250mv。 選擇同相放大器的目的是容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻 R1=10KΩ的要求。 因此必須對輸入的音頻信號進(jìn)行前置放大，其增益應(yīng)大干 5。設(shè)置前置放大器，可使整個功放的增益從 1— 20 連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。 出于三角波 V PP_ =2v，所以要求音頻信號的 V PP_ 不能大于 2v，否則會使功 放產(chǎn)生失真。使振蕩器頻率 f在 150KHz左右有較大的調(diào)整范圍。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 電路參數(shù)的計算：在 5v 單電源供電下，我們將運(yùn)放 5 腳和比較器 3 腳的電位用 R8調(diào)整為 ，同時設(shè)定輸出的對稱三角波幅度為 1v(Vp_p＝ 2V)。 TLC4502不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達(dá)到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案 。 D 類功放電路分析與計算 脈寬調(diào)制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實(shí)現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來實(shí)現(xiàn)。雖然這一效率優(yōu)勢降低了系統(tǒng)設(shè)計時對散熱性能設(shè)計的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。 8阻抗、 13cm口徑揚(yáng)聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。然而，高頻揚(yáng)聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會大于其標(biāo)稱值，如圖 511 示。揚(yáng)聲器是一個復(fù)雜的機(jī)電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。雖然大多數(shù)揚(yáng)聲器的阻抗都采用 4或 8，但也可采用其他阻抗的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)更高效的散熱。此外， 12 負(fù)載的工作效率要比 4 負(fù)載的高出 10%到 15%，降低了功耗。電源電壓大于等于 8V時， 4的負(fù)載電流將達(dá)到 2A，相應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 8W。要降低峰值電流，應(yīng)在保證輸出功率，以及 D類放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚(yáng)聲器，如圖 510 所示。 當(dāng) D類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的 SMT散熱片 圖 59 SMT散熱片 4． 負(fù)載阻抗 D 類放大器 MOSFET 輸出級的導(dǎo)通電阻會影響它的效率和峰值電流能力。圖 59 給出了一個 PCB 表貼散熱片 (218 系列 )。采用底部的裸露30 焊盤后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 圖 58 D類放大器 3. 輔助散熱 當(dāng) D 類放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時，增加外部散熱片可以改善 PCB的熱性能。雖然對整體熱性能的改善不到 10%，但這樣的改善卻會給系統(tǒng)帶來兩種截然不同的結(jié)果 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。圖 58 給出的 PCB中，采用寬的連線將 D類放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個電感相連。 盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。 與裸露焊盤相接的敷銅塊應(yīng)該用多個過孔連到 PCB背面的其他敷銅塊上。敷銅走線應(yīng)盡可能寬，因?yàn)檫@將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢的 D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。對底部有裸露焊盤的封裝來說， PCB 及其敷銅層是 D類放大器主要的散熱渠道。 圖 56正弦波的 RMS 值高于音頻信號的 RMS 值，意味著用正弦波測試時， D 類放大器的發(fā)熱更大。因此，測量系統(tǒng)的熱性能時，最好使用實(shí)際音頻信號而非正弦波作為信號源。同樣，音頻信號可能存在突變，但正如測量結(jié)果所示，其平均值仍遠(yuǎn)低于正弦波。圖 56所示為時域內(nèi)音頻信號和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測量兩者 RMS 值的結(jié)果。 常見的音源，包含音樂和語音，其 RMS 值往往比峰值輸出功率低得多。盡管使用正弦波進(jìn)行測量比較方便，但這樣的測量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負(fù)載。盡管如此，使用 D類仍然需要放大器時慎重考慮其散熱。即使是忽略成本方面 的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應(yīng)用中的一個問題。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。 LC 濾波器的元器件，尤其是電感器，占用 PCB面積并且增加成本。對于處理模擬輸入的 D類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對于數(shù)字輸入的 D類放大器有效地集成了 DAC功能。 D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。 系統(tǒng)成本 D類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級和調(diào)制器。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線或選用要求繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關(guān)的電阻很重要。原因是27 如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。 電感器設(shè)計考慮因素：設(shè)計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線電阻。對于常見的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的 L 值和 C 值，表 51 給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似 Butterworth 響應(yīng)。 圖 55 差分開關(guān)輸出級和 LC低通濾波器 常見的濾波器設(shè)計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時近似于簡單 的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無功分量。下圖示出一個差分式二階 LC 濾波器。在成本和 EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射。這很有幫助，因?yàn)?Schottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢