【正文】 由于開關穩(wěn)壓電源電路與行掃描電路構成一個整體．工作狀態(tài)相互牽制，故檢修工作比一般電視機要困難一些。③由于行輸出級的激勵脈沖的寬度受到限制，因而開關穩(wěn)壓電源的激勵脈畢業(yè)設計論文沖占空系數(shù)的變比范圍也受到一定的限制，其穩(wěn)壓范圍不是很寬。②開關管短路時，對于反極性激勵電路，行輸出管反而截止無電流；對于同級性激勵電路，行輸出管與開關管的電流增長很快．應采取過流保護措施。 采用開關穩(wěn)壓電源激勵行輸出的優(yōu)缺點①行振蕩器相行監(jiān)相器可以與開關穩(wěn)壓電源控制電路歸并在省去。電視機中開關穩(wěn)壓電源的開關效率應與行頻同步。通常，對其保護電路的要求是非常嚴格的。(4)工作安全、可靠。(3)效率高、損耗小。輸入電網電壓在 110 Y 一 260v 范圍內變化時，輸出電壓僅有 2％的波動變化．因此能獲得良好的穩(wěn)定電壓輸出；而且在電網電壓變化時，能始終保持穩(wěn)壓電路的高效率工作。由于省掉了笨重的線性交壓器，節(jié)省了漆包銅線與硅鋼片．因而重量只有原來的 1／5 左右．體積也明顯的減小。故而反饋繞組匝數(shù)的 選取及其纏繞是非常重要的，一般可按 13～15V 設計，使 UC3842 正常工作時，7 腳的電壓維持 在 13V 左右。 反饋組的設計當 UC3842 啟動后，若反饋繞組不能提供足夠的 UF，電路就會不停地起動 ，出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象。筆者在實際設計過程中，C2 曾用 100μF鋁電解電容，經常發(fā)現(xiàn) 電源打嗝；測量反饋端電壓，總是太低，以至于反饋端的整流二極管都沒有工作，說明反饋端電壓幅度不夠。否則，電源將出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象。 設計中的注意事項 起動電路的設計 電路如圖 62 所示，電容 C2 儲存的能量要能滿足電源開始正常 工作的需要，使得 UC3842 第 7 腳有穩(wěn)定、充足的輸入供給。 過壓保護原理當因某種原因使輸出電壓過高時，由反饋繞組形成的電壓也高，從而使 2腳的電壓過高，內部保護電路起動，使 6 腳輸出脈沖高電平時間變短，或不輸出高電平使開關管截止。 過流保護原理當負載電流超過額定值或短路時，場效應管電流增加，R9 上的電壓反饋至3 腳( 電壓大于 1V)，通過內部電流放大器使導通寬度變窄，輸出電壓下降，直至使 UC3842 停止工作，沒有觸發(fā)脈沖輸出，使場效應管截止，達到保護功率管的目的。3 腳為電感電流傳感器端，當取樣超過 1V 時，縮小導通脈寬，使電源處于間隙工作狀態(tài)；6 腳，輸出端，內部為圖騰柱式，上升、下降時間僅 50ns，驅動能力為177。 UC3842 為固定工作頻率脈寬調制方式，輸出電壓或負載變化時僅調整占空比，控制場效應管的導通時間。 上式說明，輸出電壓 Uo 與 Ton 成正比，與匝比 n 及 Toff 成反比。 高頻變壓器在場效應管導通期間初級繞組儲存的能量與場效應管關閉期間次級繞組釋放的能量相等：n(E* Ton)/ Lp =（Uo* Ton）/ Ls 式中：Ls——變壓器次級繞組電感；Uo——輸出電壓；Toff——場效應管關閉時間。即當 VCC 端電壓為 U 伏時 R1=U17/2kΩ 穩(wěn)壓過程當場效應管導通時，整流電壓加在變壓器 T 初級繞組 Np 上的電能變成磁能儲存在變壓器中，在場效應管導通結束時，Np 繞組中電流達到最大值 Ipmax，根據(jù)法拉第電磁感應定律：Ipmax=(E* Ton)/ Lp 式中：E——整流電壓；Lp——變壓器初級繞組電感；Ton——場效應管導通時間。故 R1 的功率不必選得很大，1W、2W 就足夠了。但是，通常情況下，VCC 端電壓都比較大，這樣完全通過 R1 來提供正常工作電壓就會使 R1 自身功耗太大，對整個電源來說效率太低。因為 UC3842 的啟動電流在 1mA 以內，設計時參照這些參數(shù)選取 R1，所以在 R1 上的功耗很小。在開啟之前，UC3842 消耗的電流在 1mA 以內。同時反饋線圈向UC3842 供電。根據(jù)同名端標識情況，此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。 啟動過程首先由電源通過啟動電阻 R1 RW1 提供電流給電容 C4 C5 充電，當 C4 電壓達到 UC3842 的啟動電壓門檻值 16V 時，UC3842 開始工作并提供驅動脈沖，由6 端輸出推動開關管工作，輸出信號為高低電壓脈沖。電阻 R10 用于電流檢測，經 RC9 濾濾后送入 UC3842 的③腳形成電流反饋環(huán). 所以由UC3842 構成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高，當 UC3842 的③腳電壓高于 1V 時振蕩器停振，保護功率管不至于過流而損壞。RC6 用于改善增益和頻率特性。畢業(yè)設計論文6 UC3842 在開關電源電路的應用 組成的開關電源電路 圖 61 是由 UC3842 構成的開關電源電路，220V 市電由 CL1 濾除電磁干擾，負溫度系數(shù)的熱敏電阻 Rt1 限流，再經 VC 整流、C2 濾波，電阻 R電位器 RP1 降壓后加到 UC3842 的供電端（⑦腳） ，為 UC3842 提供啟動電壓，電路啟動后變壓器的付繞組③④的整流濾波電壓一方面為 UC3842 提供正常工作電壓，另一方面經 RR4 分壓加到誤差放大器的反相輸入端②腳，為UC3842 提供負反饋電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。這種拓撲結構不僅外接元器件較少，而且在電壓采樣電路中采用了三端可調穩(wěn)壓管，使得輸出電壓在負載發(fā)生較大的變化時，輸出電壓基本上沒有變化。因為，UC3842 的電壓反饋輸入端腳 2 接地，所以，誤差放大器的輸入誤差總是固定的，改變的是畢業(yè)設計論文誤差放大器的增益（可將線性光耦中的光電三極管視為一可變電阻） 。當輸出電壓升高時，輸出電壓經 R7 及 R8 分壓得到的采樣電壓（即 Z 的參考電壓）也升高，Z 的穩(wěn)壓值也升高，流過光耦中發(fā)光二極管中的電流減小，導致流過光電三極管中的電流減小，相當于 C1 并聯(lián)的可變電阻的阻值變大（該等效電阻的阻值受流過發(fā)光二極管電流的控制） ，誤差放大器的增益變大，導致 UC3842 腳 6 輸出驅動信號的占空比變小，輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。缺點是外接元器件增多，增加了布線的困難，增加了電源的成本。圖 52 輔助電源輸出電壓分壓采樣 采用線性光耦改變誤差放大器的輸入誤差電壓如圖 53 所示，該開關電源的電壓采樣電路有兩路：一是輔助繞組的電壓經 D1，D2，C1，C2，C3，R9 組成的整流、濾波和穩(wěn)壓后得到 16V 的直流電壓給UC3842 供電，另外，該電壓經 R2 及 R4 分壓后得到一采樣電壓，該路采樣電壓畢業(yè)設計論文主要反映了直流母線電壓的變化；另一路是光電耦合器、三端可調穩(wěn)壓管 Z 和R4，R5，R6，R7，R8 組成的電壓采樣電路，該路電壓反映了輸出電壓的變化；當輸出電壓升高時，經電阻 R7 及 R8 分壓后輸入 Z 的參考電壓也升高，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值升高，流過光耦中發(fā)光二極管的電流減小，流過光耦中的光電三極管的電流也相應的減小，誤差放大器的輸入反饋電壓降低，導致 UC3842 腳 6 輸出驅動信號的占空比變小，于是輸出電壓下降，達到穩(wěn)壓的目的。缺點是并非從副邊繞組直接得到采樣電壓，穩(wěn)壓效果不好，實驗中發(fā)現(xiàn)，當電源的負載變化較大時，基本上不能實現(xiàn)穩(wěn)壓。同樣，當輸出電壓降低時，使腳 6 輸出脈沖的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的值。 圖 51 輸出電壓直接分壓采樣畢業(yè)設計論文 輔助電源輸出電壓分壓作為誤差放大器的輸入如圖 52 所示，當輸出電壓升高時，單端反激式變壓器 T 的輔助繞組上產生的感應電壓也升高，該電壓經過 D2，D3，C15，C14，C13 和 R15 組成的整流、濾波和穩(wěn)壓網絡后得到一直流電壓，給 UC3842 供電。這種電路的優(yōu)點是采樣電路簡單，缺點是輸入電壓和輸出電壓必須共地，不能做到電氣隔離。當采樣電壓小于 時，誤差放大器正向和反向輸出端之間的電壓差經放大器放大后，調節(jié)輸出電壓，使得 UC3842 的輸出信號的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的電壓值。 輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入如圖 51 所示，輸出電壓 Vo 經 R2 及 R4 分壓后作為采樣信號，輸入UC3842 腳 2（誤差放大器的反向輸入端） 。畢業(yè)設計論文這種電路的優(yōu)點是電壓采樣電路簡單，缺點是輸入電壓和輸出電壓必須共地，不能做到輸入和輸出的電氣隔離。當采樣電壓小于 時，誤差放大器正向和反向輸出端之間的電壓差經放大器放大后，調節(jié)輸出電壓，使得 uc3842 的輸出信號的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定的電壓值。 UC3842 常用的電壓反饋電路輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入輸出電壓 vo 經電阻 r2 、 r4 分壓后，得到輸出電壓的電壓采樣信號，輸入 pwm 控制器的電壓反饋輸入端 ② 腳（誤差放大器的反向輸入端）。但不同的電壓反饋電路，其輸出電壓的穩(wěn)定精度是不同的。1 A誤差放大器電流 Isink(EA) 10 m A誤差放大器輸入電壓 Vin(EA) ~+ V功耗 P D1 W表 43 電源特性（除非特別說明外，VCC=15V,RT=10KΩ,CT=,Tamb=0℃~70℃）參數(shù)名稱 符號 測試條件 最小 典型 最大 單位基準電源部分基準電壓 VREF Tj=25C,IREF=1mA V線性調整率 ΔV REF 12V≤Vcc≤25V 6 20 mV負載調整率 ΔV REF 1mA≤I REF≤20mA 6 25 mA短路輸出電流ISC Tamb=25176。 的峰值驅動電流和典型值為 50ns 的上升、下降時間，還附加丁一個內部電路，使得任何時候只要欠壓鎖定有效。最小工作電爪：UCX842A 為 11V，UCX843A 為 。一個 36V 的齊納二極管作為一個并聯(lián)穩(wěn)壓管，從 Vcc 連接至地。大滯后和小啟動電流使得 UCX842A 特別適合干需要有效的自舉啟動技術的離線變換器應用中。Vcc 比較器上下門限分別為：UCX842A 16V／10V，／ 。正電源端(Vcc) 和參考輸出(Vref) 各由分離的比較器監(jiān)視。在電流取樣輸入端增加一個 RC 濾波器，使它的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間，通常將消除不穩(wěn)定性。通常正電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖，當輸出負載較輕時，它可能會引起電源不穩(wěn)定。使用丁兩個外部二極管來補償內部二極管，以便在溫度范田內有固定箝位電壓。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內部箝位至 1．0V 。此電壓由電流取洋輸入(管腳 3)監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸出電平相比較。所用的電流取樣比較器—脈寬調制鎖存配置確保在任何給定的振蕩器周期內，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流(O．5mA)和到達比較器的 1．0V 箝位電子所需的輸出電壓(VoH)：Rf（min）＝[*（）+]/ mA電流取樣比較器和脈寬調制鎖存器UC3842A，UC3843A 作為電流模式控制器工作，輸出開關導通山振蕩器起始，當峰值電感電流到達誤差放大甜輸出／補償(管腳 1)建立的門限電平時中止。輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(≈1．4V) 并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分，這將在管腳 l 處于其最低狀態(tài)時(Vol)，保證在輸出(管腳 6)不出現(xiàn)驅動脈沖。最大輸入偏置電流為 ，它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積。同相輸入在內部偏置于 而不經管腳引出。誤差放大器提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器。圖 42 所示為多單元同步的一種方法。這可通過將時鐘信號加到圖 42 所示的電路來完成。結果顯示在圖43 圖中。振蕩器門限是溫度補償?shù)模烹婋娏髟?T=2 5℃叫被微調并確保在177。圖 41 顯示R，與振蕩器頻率關系曲線，圖 2 顯示輸出靜區(qū)時間與頻率關系曲線．它們都是在給定的 CT 值時得到的。電容 CT 由 的參考電壓通過電阻 RT 充電，充至約 ,再由一個內部的電流宿放電至 。代表性的方框圖如圖 42 所示。集成電路內部基準電壓通過④腳引入外同步。因此，電路的抗干擾性極強，開關管不會誤觸發(fā)，提高了可靠性。如果③腳電壓大于 1 V 或①腳電壓小于 1 V，PWM 比較器輸出高電平使鎖存器復位，直到下一個脈沖到來時才重新置位。誤差放大器輸入構成主 PWM 控制系統(tǒng)，可使負載變動在 30％～100％時輸出負載調整率在 8 ％以下，負載變動在 70％～100％時負載調整率在 3％以下。若驅動 MOSFET 管，振蕩頻率由外接 RC 電路設定，工作頻率最高可達 500 kHz。(4) 輸出電流為 200 mA，峰值為 1 A，既可驅動雙極型三極管也可驅動MOSFET 管。超出此限制，開關電源呈欠電壓或過電壓保護狀態(tài)，無驅動脈沖輸出?！　?2) 啟動電壓大于 16 V，啟動電流僅 1 mA 即可進入工作狀態(tài)。200mA，峰值可達177。在開關電源中，類似的電路常稱為“半橋電路” 。就是上下兩個輸出晶體管，從直流角度看是串聯(lián)，兩晶體管聯(lián)接處為輸出端。輸出極采用一個上電阻接一個 NPN 型晶體管的集