【正文】 安徽工程大學畢業(yè)設計 。在單端工作模式下，當需要更高的驅動電流輸出， 如圖 317 所示， 亦可將 Q1 和 Q2 并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸 發(fā)器。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于 50%時，輸出驅動信號分別從晶體管 Q1 或 Q2 取得。 當比較器 CT 放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管 Q1 和 Q2 的工作。兩個誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在 0— 之間）即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。 如 圖 316 所示 : 圖 316 TL494 輸出波形圖 控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。 汪強：基于單片機的開關電源設計 28 2. 工作原理 TL494 是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過電容 CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。 內置功率晶體管可提供 500mA 的驅動能力。 內止 5V 參考基準電壓源。 片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。 5％基準電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準信號； 1 16 腳：內部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。它的工作頻率為 1300kHz，輸出電壓達 40V，輸出電流為安徽工程大學畢業(yè)設計 27 200mA。而在單端方式時，其兩路驅動脈沖為同步同相。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。當 R30 上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過 2 腳電位時 ， 誤差放大器 1 將翻轉并關閉脈沖信號輸出 ， 進而起到過流保護作用。從 40V 輸出主回路上取出的電流控制信號經 R24 接至誤差放大器 1 的 1 腳和 2腳上 ， 其中反相輸入端 2 腳的電位由 14 腳輸出的 5V 基準源經過 (RP2， R27)和 (R24，R30)分壓后獲得。此外 ， 微調VREF 可調整輸出電壓的數(shù)值 ， 使輸出電壓在 40V 左右。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。 汪強：基于單片機的開關電源設計 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應波形 這個電路利用 TL494 內部誤差放大器 2 進行反饋穩(wěn)壓。該電路簡單可靠，損耗極小。此外還應根據(jù)電壓精度要求確定 RC 參數(shù)。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設計 PWM 波 RC 濾波電路時，應根據(jù)響應時間要求，確定時間 常數(shù)，并且使 RC 時間常數(shù)遠大于 PWM 周期。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線性關系。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。假設 PWM 波的頻率為 f，高電平電壓 為 V，占空比為 a。 PWM 通過簡單的 LC濾波網絡可以得到與信號占空比成線性關系的直接電壓，從而實現(xiàn) 電壓 轉換。當該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的 35%。如圖 310 所示為產生共態(tài)導通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形： 安徽工程大學畢業(yè)設計 23 圖 310 產生共態(tài)導通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形 為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用 TL494 芯片，其 4 腳是控制死區(qū)時間引腳。 死區(qū)時間的設計 在設計過程中， MOSFET 開關功率管經常燒壞，是由于兩組功率管同時導通時，功率開關變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足 Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。則過剩電荷Δ Q=－= C，Δ Uc=Δ Q/C=，可得 Uc=10＋ =。不論 PM 還是 IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設柵電容（ Cge）充電后，在 VCC=15V 時有 15μ A 的漏電流（ IgQs）從 C1 中抽取。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導通時所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓（ 10V，高壓側鎖定電壓為 ）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓 VTH 汪強：基于單片機的開關電源設計 22 通常 3～ 5V）因泄漏電流引起電壓降。 圖 39 用于驅動板橋的電路 （ 1）自舉電容的設計 IGBT 和 PM（ POWERMOSFET）具有相似的門極特性。經短暫的死區(qū)時間（ td）之后， LIN 為高電平， S2 開通， VCC 經 VD1，S2 給 C1 充電，迅速為 C1 補充能量。此時 VC1 可等效為一個電壓源。假定在 S1 關斷期間 C1 已充到足夠的電壓（ VC1≈ VCC）。 安徽工程大學畢業(yè)設計 21 圖 38 IR2110 的內部結構 IR2110 用于驅動半橋的電路如圖 39所示。如上所述 IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。 IR2110 的內部功能框圖如圖 38所示。電容 C6 和電阻 R9 的作用是濾去高頻部分，防止高頻振蕩。 綜上考慮，選擇了如圖 37 的驅動電路： 圖 37 2110 驅動電路 上述電路中 R5， R6， R7， R8 四個電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護限流作用。這樣不僅降低了產品成本，并且提高了系統(tǒng)可靠性。 電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅動電路的可靠性。 驅動脈沖的傳播延時必需很短（與開關頻率匹配），才能保證高壓側和低壓側的MOSFET具有相等的導通延遲和截止延遲?；パa導通，每個橋臂的兩個開關管的驅動電路相互隔離。 安徽工程大學畢業(yè)設計 19 圖 36 典型的 MOSFET 曲線 用公式表示如下： QG = (CEI)(VGS) （ 316） IG = QG/t （ 317） 其中： QG 總柵極電荷，定義同上。可以看到，為了保證 MOSFET 導通，用來對 CGS 充電的 VGS 要比額定值高一些，而且 CGS也要比 VTH 高。 I = C(dv/dt) （ 314） 實際上， CEI的值比 CISS高很多，必須要根據(jù) MOSFET生產商提供的柵極電荷（ QG）指標計算。專用驅動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產品的設計需要。 功率 MOSFET 以其導通電阻低和負載電流大的突出優(yōu)點，已經成為 SMPS 控制器中開關組件的最佳選擇，專用 MOSFET 驅動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化 SMPS 控制器帶來了契機。 功率 MOSFET 和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（ VGSTH）時 MOSFET 才開始導通。假定磁場集中于氣隙處而未向外部泄露，則 2 5 0 *90** 1 ?? B S?? == （ 313） 每邊可留出 ，亦可取 ~。實際取 3N =13 匝，用 4 股 ? 的高強度漆包線并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用 J=。不難算出 N2 = %45*240 %451*14060 ）（）（ ?? = 匝 （ 311） 實取 N 2 =11 匝，采用 ? 的高強度漆包線繞制。 自饋繞組 UF 回路中的整流管 VD 1 采用 FR305 型快恢復二極管，其中 UF ≈ 1V。因此 N1 =SS1I IN? = 匝 （ 39） 安徽工程大學畢業(yè)設計 17 實取 N1 =60 匝，可采用 ? 的高強度漆包線繞制而成。經全波整流和濾波后直流輸入電壓的最大值、最小值分別為 UImax ≈ 360V， UImin ≈ 240V。 汪強：基于單片機的開關電源設計 16 表 31 EE 型磁芯參數(shù) 型號 C1(mm1) Ae(mm2) le(mm) Ve(mm3) EE10 276 EE11 334 EE16 693 EE19 903 EE20 1840 EE22 1320 EE25 2130 EE55 354 120 42500 EE65 500 139 69700 EE70 461 159 73200 EE85A 714 188 134500 EE85B 859 189 162020 EE110 1280 244 312020 計算脈沖信號的最大占空比 Dmax 當電網電壓在 220V177。設開關電源的效率 ? =70%，則高頻變壓器的額定輸入功率 PI = P0 /? =600W。 SJ = M P （ 37） 其中， PM 的單位是 W。 根據(jù)圖 和圖 ，把整流輸出電壓 Uo 和 LC 濾波電路的電壓 Uc、電流 iL 整定 ，以便用來計算推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容的參數(shù) 。 Ua 表示整流輸出電壓的平均值。 圖 ）中， Up、 Up 分別表示開關變壓器次級線圈 N3 繞組兩端輸出電壓 Uo 的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）， [Up]、 [Up ]分別表示開關變壓器次級線圈 N3 繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）。 圖 ）表示控制開關 K1 和 K2 輪流接通時，變壓器 N3 繞組兩端電壓 Uo 的波形 。 雙激式開關電源比單激式開關電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點 ，如圖 35 所示： 圖 35 推挽式開關變壓器電源各主要工作點的電壓、電流波形 圖 ）表示控制開關 K1 接通時，變壓器初級線圈 N1 繞組兩端的電壓波形 。 汪強：基于單片機的開關電源設計 14 典型的全橋推挽式隔離變換器電路結構如圖 34 所示 Ui N 1N 2 N 32N 31....TD 1D 2.uoLC.Uo 圖 34 典型的全橋推挽式隔離變換器電路結構 圖 34 是輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源電路。 功率變換電路設計 隔離全橋推挽變換電路 一般情況下，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。 （ 1）選擇壓敏電阻的電壓額定值，應該比最大的電路電壓穩(wěn)定值大 10％ 20％； （ 2）計算或估計出電路所要承受的最大瞬間能量的焦爾數(shù)； （ 3）查明器件所需要承受的最大尖峰電流。當高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。 由此可見，雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它確有足夠的能量使開關電源的輸入濾波器、開關晶體管等造成致命的損壞，所以必須要采取措施加以避免 [6]。受嚴重的雷電影響，電網上的高壓尖峰可達 5kv。 輸入尖峰電壓保護 在一般情況下，交流電網上的電壓為 220v 左右，但有時也會有高壓的尖峰出現(xiàn)。由于熱敏電阻具有負溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻