【正文】 當(dāng)比較器 CT放電，一個(gè)正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端。兩個(gè)誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出 電壓和電流察覺(jué)得到。當(dāng)把死區(qū)時(shí)間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在 0— 之間）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時(shí)間。 如 圖 316 所示 : 圖 316 TL494 輸出波形圖 控制信號(hào)由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時(shí)間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。當(dāng)雙穩(wěn)觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)為低電平時(shí)才會(huì)被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號(hào)期間才會(huì)被選通。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 28 2. 工作原理 TL494 是一個(gè)固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過(guò)外部的一個(gè)電阻和一個(gè)電容進(jìn)行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過(guò)電容 CT 上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個(gè)控制信號(hào)進(jìn)行比較來(lái)實(shí)現(xiàn)。 內(nèi)置功率晶體管可提供 500mA 的驅(qū)動(dòng)能力。 內(nèi)止 5V 參考基準(zhǔn)電壓源。 片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個(gè)（一個(gè)電阻和一個(gè)電容）。 5％基準(zhǔn)電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號(hào)或保護(hù)基準(zhǔn)信號(hào)； 1 16 腳：內(nèi)部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過(guò)電壓和過(guò)電流保護(hù)。它的工作頻率為 1300kHz，輸出電壓達(dá) 40V，輸出電流為安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 27 200mA。而在單端方式時(shí)，其兩路驅(qū)動(dòng)脈沖為同步同相。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。當(dāng) R30 上取出的電壓信號(hào)足夠大使其絕對(duì)值超過(guò) 2 腳電位時(shí) ， 誤差放大器 1 將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號(hào)輸出 ， 進(jìn)而起到過(guò)流保護(hù)作用。從 40V 輸出主回路上取出的電流控制信號(hào)經(jīng) R24 接至誤差放大器 1 的 1 腳和 2腳上 ， 其中反相輸入端 2 腳的電位由 14 腳輸出的 5V 基準(zhǔn)源經(jīng)過(guò) (RP2， R27)和 (R24，R30)分壓后獲得。此外 ， 微調(diào)VREF 可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值 ， 使輸出電壓在 40V 左右。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時(shí)鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時(shí)鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應(yīng)波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應(yīng)波形 這個(gè)電 路利用 TL494 內(nèi)部誤差放大器 2 進(jìn)行反饋穩(wěn)壓。該電路簡(jiǎn)單可靠，損耗極小。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定 RC 參數(shù)。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設(shè)計(jì) PWM 波 RC 濾波電路時(shí)，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時(shí)間要求，確定時(shí)間常數(shù)，并且使 RC 時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于 PWM 周期。處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會(huì)在一個(gè)穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動(dòng)，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線性關(guān)系。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。假設(shè) PWM 波的頻率為 f，高電平電壓為 V，占空比為 a。 PWM 通過(guò)簡(jiǎn)單的 LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號(hào)占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實(shí)現(xiàn) 電壓 轉(zhuǎn)換。當(dāng)該引腳接地時(shí)，死區(qū)時(shí)間約占總周期的 35%。如圖 310 所示為產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形： 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 23 圖 310 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形 為解決如上圖所示的死區(qū)時(shí)間的問(wèn)題，我們使用 TL494 芯片，其 4 腳是控制死區(qū)時(shí)間引腳。 死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì) 在設(shè)計(jì)過(guò)程中， MOSFET 開(kāi)關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，功率開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)繞 組一個(gè)給磁心正向激磁，另一個(gè)給磁心反向激磁，相互抵消。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個(gè)重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開(kāi)關(guān)頻率之積。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時(shí)應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足 Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。則過(guò)剩電荷Δ Q=－= C，Δ Uc=Δ Q/C=，可得 Uc=10＋ =。不論 PM 還是 IGBT，因?yàn)榻^緣門(mén)極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（ Cge）充電后，在 VCC=15V 時(shí)有 15μ A 的漏電流（ IgQs）從 C1 中抽取。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點(diǎn)的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。假定在器件開(kāi)通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（ 10V，高壓側(cè)鎖定電壓為 ）要高； 再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門(mén)檻電壓 VTH 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 22 通常 3～ 5V）因泄漏電流引起電壓降。 圖 39 用于驅(qū)動(dòng)板橋的電路 （ 1）自舉電容的設(shè)計(jì) IGBT 和 PM（ POWERMOSFET）具有相似的門(mén)極特性。經(jīng)短暫的死區(qū)時(shí)間（ td）之后， LIN 為高電平， S2 開(kāi)通， VCC 經(jīng) VD1，S2 給 C1 充電，迅速為 C1 補(bǔ)充能量。此時(shí) VC1 可等效為一個(gè)電壓源。假定在 S1 關(guān)斷期間 C1 已充到足夠的電壓（ VC1≈ VCC）。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 21 圖 38 IR2110 的內(nèi)部結(jié)構(gòu) IR2110 用于驅(qū)動(dòng)半橋的電路如圖 39所示。如上所述 IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計(jì)帶來(lái)許多方便。 IR2110 的內(nèi)部功能框圖如圖 38所示。電容 C6 和電阻 R9 的作用是濾去高頻部分，防止高頻振蕩。 綜上考 慮，選擇了如圖 37 的驅(qū)動(dòng)電路： 圖 37 2110 驅(qū)動(dòng)電路 上述電路中 R5， R6， R7， R8 四個(gè)電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護(hù)限流作用。這樣不僅降低了產(chǎn)品成本，并且提高了系統(tǒng)可靠性。 電路對(duì)功率器件的控制要求，同時(shí)提高了驅(qū)動(dòng)電路的可靠性。 驅(qū)動(dòng)脈沖的傳播延時(shí)必需很短（與開(kāi)關(guān)頻率匹配），才能保證高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET具有相等的導(dǎo)通延遲和截止延遲。互補(bǔ)導(dǎo)通，每個(gè)橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路相互隔離。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 19 圖 36 典型的 MOSFET 曲線 用公式表示如下： QG = (CEI)(VGS) （ 316） IG = QG/t （ 317） 其中： QG 總柵極電荷，定義同上?？梢钥吹?，為了保證 MOSFET 導(dǎo)通，用來(lái)對(duì) CGS 充電的 VGS 要比額定值高一些，而且 CGS也要比 VTH 高。 I = C(dv/dt) （ 314） 實(shí)際上， CEI的值比 CISS高很多，必須要根據(jù) MOSFET生產(chǎn)商提供的柵極電荷（ QG）指標(biāo)計(jì)算。專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)器的脈沖上升延時(shí)、下降延時(shí)和傳播延遲都很短暫，電路種類(lèi)也非常齊全，可以滿足各類(lèi)產(chǎn)品的設(shè)計(jì)需要。 功率 MOSFET 以其導(dǎo)通電阻低和負(fù)載電流大的突出優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為 SMPS 控制器中開(kāi)關(guān)組件的最佳選擇，專(zhuān)用 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器的出現(xiàn)又為優(yōu)化 SMPS 控制器帶來(lái)了契機(jī)。 功率 MOSFET 和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對(duì)該電容充電，當(dāng)電容電壓超過(guò)閾值電壓（ VGSTH）時(shí) MOSFET 才開(kāi)始導(dǎo)通。假定磁場(chǎng)集中于氣隙處而未向外部泄露，則 250 *90** 1 ?? B S?? == （ 313） 每邊 可留出 的氣隙，亦可取 ~ 的空氣隙。實(shí)際取 3N =13 匝，用 4 股 ? 的高強(qiáng)度漆包線并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用 J=。不難算出 N2 = %45*24 0 %451*14060 ）（）（ ?? = 匝 （ 311） 實(shí)取 N2 =11 匝，采用 ? 的高強(qiáng)度漆包線繞制。 自饋繞組 UF 回路中的整流管 VD1 采用 FR305 型快恢復(fù)二極管，其中 UF ≈ 1V。因此 N1 =SS1I IN? = 匝 （ 39） 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 17 實(shí)取 N1 =60 匝，可采用 ? 的高強(qiáng)度漆包線繞制而成。經(jīng)全波整流和濾波后直流輸入電壓的最大值、最小值分別為 UImax ≈ 360V， UImin ≈ 240V。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 16 表 31 EE 型磁芯參數(shù) 型號(hào) C1(mm1) Ae(mm2) le(mm) Ve(mm3) EE10 276 EE11 334 EE16 693 EE19 903 EE20 1840 EE22 1320 EE25 2130 EE55 354 120 42500 EE65 500 139 69700 EE70 461 159 73200 EE85A 714 188 134500 EE85B 859 189 162022 EE110 1280 244 312022 計(jì)算脈沖信號(hào)的最大占空比 Dmax 當(dāng)電網(wǎng)電壓在 220V177。設(shè)開(kāi)關(guān)電源的效率 ? =70%，則高頻變壓器的額定輸入功率 PI = P0 /? =600W。 SJ = M P （ 37） 其中， PM 的單位是 W。 根據(jù)圖 和圖 ，把整流輸出電壓 Uo和 LC 濾波電路的電壓 Uc、電流 iL整定 ，以便用來(lái)計(jì)算推挽式變壓器開(kāi)關(guān)電源儲(chǔ)能濾波電 感、電容的參數(shù) 。 Ua 表示整流輸出電壓的平均值。 圖 ）中， Up、 Up 分別表示開(kāi)關(guān)變壓器次級(jí)線圈 N3 繞組兩端輸出電壓 Uo的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值）， [Up]、 [Up ]分別表示開(kāi)關(guān)變壓器次級(jí)線圈 N3 繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負(fù)最大值（半波平均值） 。 圖 ）表示控制開(kāi)關(guān) K1 和 K2 輪流接通時(shí)，變壓器 N3 繞組兩端電壓 Uo的波形 。 雙激式開(kāi)關(guān)電源比單激式開(kāi)關(guān)電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點(diǎn) ，如圖 35 所示： 圖 35 推挽式開(kāi)關(guān)變壓器電源各主要工作點(diǎn)的電壓、電流波形 圖 ）表示控制開(kāi)關(guān) K1 接通時(shí)，變壓器初級(jí)線圈 N1 繞組兩端的電壓波形 。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 14 典型的全橋推挽式隔離變換器電路結(jié)構(gòu)如圖 34 所示 Ui N 1N 2 N 32N 31....TD 1D 2.uoLC.Uo 圖 34 典型的全橋推挽式隔離變換器電路結(jié)構(gòu) 圖 34 是輸出電壓可調(diào)的推挽式變壓器開(kāi)關(guān)電源電路。 功率變換電路設(shè)計(jì) 隔離全橋推挽變換電路 一般情況下，隔離式開(kāi)關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。 （ 1）選擇壓敏電阻的電壓額定值，應(yīng)該比最大的電路電壓穩(wěn)定值大 10％ 20％； （ 2）計(jì)算或估計(jì)出電路所要承受的最大瞬間能量的焦?fàn)枖?shù)； （ 3）查明器件所需要承受的最大尖峰電流。當(dāng)高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時(shí)，它的阻抗急劇減小到一個(gè)低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達(dá)到安全值。 由此可見(jiàn)，雖然電壓 尖峰持續(xù)的時(shí)間很短，但是它確有足夠的能量使開(kāi)關(guān)電源的輸入濾波器、開(kāi)關(guān)晶體管等造成致命的損壞，所以必須要采取措施加以避免 [6]。受?chē)?yán)重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達(dá) 5kv。 輸入尖峰電壓保護(hù) 在一般情況下，交流電網(wǎng)上的電壓為 220v 左右，但有時(shí)也會(huì)有高壓的尖峰出現(xiàn)。由于熱敏電阻具有負(fù)溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開(kāi)始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負(fù)載電流達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)， 其阻值應(yīng)該是最小。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 13 RTl 和 RTz 與 NTc 熱敏電阻的電阻 — 溫度特性和溫度系數(shù)的關(guān)系如圖 33 所示 圖 33 熱敏電阻的溫度系數(shù) 圖 33 中，α是熱敏電阻的溫度系