lc5615串行數(shù)模轉(zhuǎn)換器在開關(guān)電源中的應(yīng)用(2)(參考版)
2025-01-10 12:13本頁面
【正文】 。 文中的 FNI 功率模塊可以采用交錯并列的方式提高系統(tǒng)的總功率和輸出波形的電平數(shù)，這樣既達(dá)到了擴(kuò)展系統(tǒng)功率等級的要求，又可以降低系統(tǒng)的輸出畸變，詳細(xì)分析請見文獻(xiàn) [1]。 (a)輸出波形 （ b） 局部放大 9 (c)中點(diǎn)電位波形 圖 9 采用中點(diǎn)平衡控制前的波形 (a)輸出波形 圖 9 中點(diǎn)平衡控制前的波形 (b)輸出波形局部放大 圖 10 中點(diǎn)平衡控制后的波形 (c)中點(diǎn)電位波形 4 結(jié)語 本文分析了開關(guān)功率放大器的拓?fù)浜蛿?shù)字控 制方案。圖 9 和圖 10 分別為采用中點(diǎn)平衡控制前后的輸出波形和中點(diǎn)電位比較。 3 實驗驗證與結(jié)果 本文設(shè)計了一個單模塊多電平電路的實驗?zāi)Ｐ?，其具體的電路參數(shù)及規(guī)格如下： 輸出滿載功率 1kW； 輸出頻率 2kHz； 直流側(cè)輸入電壓 400V； 基礎(chǔ)開關(guān)頻率 100kHz。 圖 6 載波頻率加倍前中點(diǎn)電流流向的仿真 圖 7 載波頻率加倍后中點(diǎn)電流流向的仿真 比較圖 8 和圖 2 可知，當(dāng)載波頻率加倍時，輸出波形同原來一致。通過比較載波頻率加倍前后中點(diǎn)電流流向的仿真，我們可以得知：如果以參考信號 VS 的頻率 fs 為參考，載波頻率加倍前，中點(diǎn)電流ineu 的流向每周期內(nèi)交替變化（見圖 6），變換的頻率為 2fc；載波 頻率加倍后，中點(diǎn)電流 ineu 的流向每周期內(nèi)只改變一次（見圖 7），即變換的頻率為 2fs。加載完成后即進(jìn)行中斷復(fù)位。圖 5 中 Switch 模塊的功能是，如果模塊左面中間腳的輸入信號為正，則模塊的右面輸出同模塊左面最下腳輸入信號一致；如果模塊左面中間腳的輸入信號為零，則模塊的右面輸出同模塊左面最上腳輸入信號一致。如果 PI 運(yùn)算的結(jié)果為正，則和 POSREF（系統(tǒng)能夠容忍的 VC1 超過 VC2 的最大值）比較，如果發(fā)現(xiàn)比較器的輸出為正，即意味著中點(diǎn)的漂移情況較為嚴(yán)重。為了克服中點(diǎn)不平衡帶來的輸出波形質(zhì)量下降，我們在改進(jìn)的控制方式中加入中點(diǎn)平衡控制，程序流程圖如圖 4 所示，中點(diǎn)平衡控制方案框圖如圖 5 所示。在其他工業(yè)用途中，由于對輸出波形畸變要求不高，中點(diǎn)的適當(dāng)漂移是允許的。 中點(diǎn)電位不平衡的危害與解決方案 文獻(xiàn) [1]分析了系統(tǒng)直流側(cè)中點(diǎn)電位漂移對輸出 THD 的影響，如圖 3 所示。根據(jù)實驗結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，由于電路元件的固有電阻特性不對稱所造成的電容中點(diǎn)電位的靜態(tài)誤差不能被忽略。例如在 DSP（ TMS320LF2407）芯片上 PWM 的調(diào)制可以通過專職的事件管理模塊 EVA 及 EVB 直接完成，這樣大大降低了控制方式的實現(xiàn)難度。 6 圖 2 改進(jìn)的控制方案的原理 比較圖 2 和文獻(xiàn) [4]可以發(fā)現(xiàn)，開 關(guān)管的驅(qū)動信號是相同的，所以輸出波形也一定是相同的。 改進(jìn)的控制方案的原理 改進(jìn)后的控制方式首先將文獻(xiàn) [4]中的載波頻率提高一倍至 2fC， 并調(diào)整其偏置后，再進(jìn)行 PWM 比較，如圖 2 所示調(diào)制后的信號即為驅(qū)動信號。 2 控制方式的比較與改進(jìn) 已有控制方案的介紹 文獻(xiàn) [4]中 Lau W H 等開發(fā)的控制方案的優(yōu)點(diǎn)在于提高模塊輸出的等效開關(guān)頻率，抑止輸出諧波；缺點(diǎn)在于系統(tǒng)的輸入信號在經(jīng)過 PWM 調(diào)制后，仍不能作為驅(qū)動信號使用，還須繼續(xù)進(jìn)行較繁瑣的計算，故不能很好地使用于現(xiàn)有的數(shù)字信號處理芯片。 圖 1 FNI 電路 這種 FNI 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ) —— NPC 逆變拓?fù)洌钤缡怯?Nable 等人于 1981 年提出的。借鑒了已有的研究，我們采用了文獻(xiàn) [4]提出的五電平
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