高效率的音頻功率放大器設(shè)計(jì)制作畢業(yè)設(shè)計(jì)(參考版)
2024-10-11 09:02本頁面
【正文】 互補(bǔ) PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開啟 Q5和 Q8或 Q6和 Q7，分別經(jīng)兩個(gè) 4階 Butterworth濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。對(duì)VMOSFET的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。 （ 3）驅(qū)動(dòng)電路和 H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路如圖 ，將PWM信號(hào)整形變換成互補(bǔ)對(duì)稱的輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，用 CD40106施密特觸發(fā)器并聯(lián)運(yùn)用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補(bǔ)對(duì)稱式射極跟隨器驅(qū)動(dòng)的輸出管，保證了快速驅(qū)動(dòng)。 考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值Vom，取 Vom=，則要求輸入的音頻最大幅度 Vim(Vom/Av)=2/8=250mV。選擇同相放大器的目的是容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻 Ri≥ 10kΩ的要求。因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放大，其增益應(yīng)大于 5。設(shè)置前置放大器，可使整個(gè)功放的增益從 1～20 連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。由于三角波 Vpp=2V，所以要求音頻信號(hào)的 Vpp不能大于 2V，否則會(huì)使功放產(chǎn)生失真。 ②比較器。 Vc4 的最大值為 2V，則 2=[C4(R6+R7)]*1/2f，取 C4=220 pF， R7=10kΩ， R6 采用20 kΩ可調(diào)電位器。若選定 R10 為 100 kΩ，并忽略比較器高電平時(shí) R11上的壓降，則 R9 的求解過程如下： （ ） /100=1/R9 R9=100/=40KΩ 取 R9 為 39 kΩ。 載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實(shí)現(xiàn)，選擇 150 kHz的載波，使用四階 BultterworthLC濾波器，輸出端對(duì)載頻的衰減大于 60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為 150 kHz。 D類功放各部分電路分析與計(jì)算 （ 1）脈寬調(diào)制器 ①三角波產(chǎn)生電路：該電路我們采用滿幅運(yùn)放 TLC4502及高速精密電壓比較器 LM311 來實(shí)現(xiàn) (電路如圖 所示 )。 第三章 主要單元電路的設(shè)計(jì) D類放大器的工作原理 一般的脈寬調(diào)制 D類功放的原理方框圖如圖 。此方案采用真有效值轉(zhuǎn)換專用芯片，先得到音頻信號(hào)電壓的真有效值。 方案一：直接用 A/D 轉(zhuǎn)換器采樣音頻輸出的電 壓瞬時(shí)值，用單片機(jī)計(jì)算有效值和平均功率，原理框圖如圖 ，但算法復(fù)雜，軟件工作量大。 方案一：采用集成數(shù)據(jù)放大器，精度高，但價(jià)格較貴。 VMOSFET管具有較小的驅(qū)動(dòng)電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET管。晶體三極管需要較大的驅(qū)動(dòng)電流，并存在儲(chǔ)存時(shí)間，開關(guān)特性不夠好，使整個(gè)功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損 耗較大； IGBT 管的最大缺點(diǎn)是導(dǎo)通壓降太大。 為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對(duì)它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。此方式可充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波的峰 峰值可達(dá) 10 V，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，故選用此輸出電路形式。電路輸出載波峰 峰值 不可能超過 5V電源電壓，最大輸出功率遠(yuǎn)達(dá)不到題目的基本要求。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作。 脈寬調(diào)制器電路采用圖 。理論上為 100％，實(shí)際電路也可達(dá)到 80％～ 95％，所以我們決定采用
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