【正文】 圖44故障中斷處理流程圖故障中斷處理流程圖如圖44所示，將取自主電路的電壓信號(hào)經(jīng)比較器與設(shè)定電壓比較，處理后接到DSP的引腳。SPWM波形的產(chǎn)生需對(duì)事件管理寄存器進(jìn)行配置。可求出第i個(gè)脈沖處的正弦值的偏移地址，再求得正弦值的地址，得到相應(yīng)的正弦值。故事先將確定的點(diǎn)數(shù)按正弦波表達(dá)式制成003600的表格以便查用。查表法適合非線性周期函數(shù)或已知非線性函數(shù)輸入值的范圍。圖42系統(tǒng)初始化流程圖當(dāng)頻率變化范圍不大，載波頻率很高時(shí)，本文采用了查表的方法來更新CMPRx的值。全比較動(dòng)作控制寄存器ACT，主要內(nèi)容為規(guī)定各比較寄存器輸出腳的有效狀態(tài)。事件管理器EVA是用來產(chǎn)生SPWM邏輯驅(qū)動(dòng)信號(hào)的部分，必須進(jìn)行初始化。如圖41所示。在主程序中，首先程序?qū)σ恍┘拇嫫鬟M(jìn)行必要的設(shè)置，并且初始化所有的變量。該方法簡(jiǎn)單可靠，成本低廉，而且生成的正弦波精度較高。使用TMS320LF2407A外接D/A轉(zhuǎn)換器可以輸出頻率較高的正弦波，但是這種方法浪費(fèi)硬件資源，尤其是需要幾相正弦波就需要幾個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器，而且在DSP內(nèi)部需要實(shí)時(shí)計(jì)算每個(gè)D/A采樣點(diǎn)的正弦值，也占用了CPU資源。它的控制量是一相或三相頻率和相位均可調(diào)的正弦波。因此必須對(duì)硬件電路采用如下抗干擾措施：（1）通過對(duì)控制電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)，控制輸出電壓的紋波，使其盡量??；（2）在設(shè)計(jì)PCB板時(shí)，力求整體布局合理，同時(shí)使得生電路接線盡量的短，盡量降低地線阻抗；（3）數(shù)字電路和模擬電路分開，數(shù)字地和模擬地分別采用單點(diǎn)接地，盡量降低地線阻抗；（4）采樣電路與控制器的距離盡可能短，減少信號(hào)傳送過程中產(chǎn)生的干擾，同時(shí)，在DSP芯片的A/D轉(zhuǎn)換腳加上適當(dāng)?shù)臑V波電容，消除傳送過程干擾，并在A/D轉(zhuǎn)換腳的入口與芯片工作電源和地之間接一穩(wěn)壓二極管，起鉗位、保護(hù)作用；（5）采用主電路濾波電感的電流作反饋電流，由于此電流直接反映了功率管上的電流，因此用其作反饋具有快速限流保護(hù)的功能，大大的提高了系統(tǒng)的可靠性；（6）在PCB板上鋪上屏蔽地，以減少共模干擾。圖311電源電路結(jié)構(gòu)圖由于采用DSP控制SPWM，雖然確保了其精確度，但是高頻PWM產(chǎn)生的電磁干擾是相當(dāng)嚴(yán)重的。該信號(hào)/RS_DSP接到DSP的復(fù)位引腳上。表32 HER608參數(shù)表輸入電壓/V輸出電壓/V輸出電流/A工作溫度/℃5maxtypmin50040~+125資料來源：[M].北京:電子工業(yè)出版社，2006(9).電源插孔J1標(biāo)識(shí)為內(nèi)正外負(fù)，5V穩(wěn)壓直流電源輸入。7805的+5V輸出電壓作為7333的輸入電壓接入IN管腳，由OUT管腳輸出+。這里使用TI公司的TPS7333來設(shè)計(jì)電源供電電路。電源電路設(shè)計(jì)時(shí)，要把TMS320LF2407的所有電源引腳連到各自的供電電源上。這種芯片的容量為64K字節(jié)，16位，工作電壓為5V,工作于零等待工作模式。這種工作方式可以充分發(fā)揮TMS320LF2407A高速的優(yōu)勢(shì)，工作在這種方式下的TMS320LF2407A效率最高，這也是TI公司推薦的工作方式。系統(tǒng)的外部存儲(chǔ)器有兩種工作方式:一種是零等待周期工作方式，另一種是插入等待周期工作方式。（3）存儲(chǔ)器接口電路存儲(chǔ)器接口電路的設(shè)計(jì):主要考慮存儲(chǔ)器速度，以確定需插入幾個(gè)等待狀態(tài)。在過渡過程中的一部分時(shí)間中，存在VCC＜，則上電比較器就會(huì)輸出低電平送到復(fù)位發(fā)生器中，從而產(chǎn)生200ms的復(fù)位脈沖輸出。MAX708與TMS320LF2407A接口如圖310所示。MAX708提供有3種復(fù)位域值電平可供選擇，這3種域值分別為：,。MAX708是一種微處理器電源監(jiān)控和看門狗芯片，可同時(shí)輸出高電平有效和低電平有效的復(fù)位信號(hào)。圖39晶振電路（2）復(fù)位電路設(shè)計(jì)TMS320LF2407A DSP芯片的引腳是復(fù)位信號(hào)輸入端，當(dāng)該引腳電平為低時(shí)使DSP芯片復(fù)位。一般情況下，與單片機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)類似，TMS32OLF2407A有其最小系統(tǒng)，它的最小系統(tǒng)的設(shè)計(jì)框圖，如圖38所示:圖38 DSP最小系統(tǒng)框圖（1）時(shí)鐘電路設(shè)計(jì)本文采用封裝好的晶體振蕩器，將外部時(shí)鐘源直接輸入X2/CLKIN引腳，而將X1引腳懸空，如圖39所示。電源管理有三種低功耗模式，可以將外設(shè)器件自行轉(zhuǎn)向低功耗工作模式。片內(nèi)設(shè)有基于PLL(鎖相環(huán))的時(shí)鐘發(fā)生器以及40個(gè)可以單獨(dú)編程的或復(fù)用的通用I/O輸出引腳。片內(nèi)集成有可以為所有設(shè)備提供異步通信的串行通信接口(SCI)和16位的同步串行外設(shè)(SPI)接口模塊。內(nèi)部嵌有通過EVA或EVB觸發(fā)的兩個(gè)10bits 8模擬輸入通道或一個(gè)16模擬輸入通道的A/D轉(zhuǎn)換器，其最小轉(zhuǎn)換時(shí)間可以低至500ns。處理器內(nèi)集成有兩個(gè)事件管理器(EVA/EVB)模塊，可以用于功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。TI公司的TMS320LF2407 DSP數(shù)字控制器將實(shí)時(shí)處理能力和控制器外設(shè)功能集于一身。DSP的主要結(jié)構(gòu)特點(diǎn)如下：采用改進(jìn)型哈佛結(jié)構(gòu)，高度的操作“并行性”，支持流水線操作，片內(nèi)含有專門的硬件乘法器和高性能的運(yùn)算器及累加器，提高了控制器的實(shí)時(shí)控制能力。(6)型號(hào)延續(xù)性:應(yīng)選擇易購的產(chǎn)品型號(hào)，大的DSP廠家產(chǎn)品更新很快，可以對(duì)停產(chǎn)的舊型號(hào)提供兼容的新產(chǎn)品。(4)價(jià)格:價(jià)格是指DSP和必要的外圍器件的總成本。當(dāng)程序和數(shù)據(jù)都放在片內(nèi)時(shí)，DSP的運(yùn)行速度要高得多，而DSP廠商給出的一些速度指標(biāo)都假定處理是在片內(nèi)執(zhí)行的，如FFT片內(nèi)執(zhí)行速度比片外快2～4倍。定點(diǎn)處理器也可完成浮點(diǎn)運(yùn)算，但精度和速度會(huì)有影響。一般選擇處理速度不要過高，速度高的DSP,系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)也較困難。在工程實(shí)踐中，DSP芯片可根據(jù)以下幾方面選取:(1)速度指標(biāo):DSP速度一般用MIPS或FLOPS表示，即百萬次/秒鐘。由上述特點(diǎn)知，DSP系統(tǒng)無論是在性能上、成本上，還是在經(jīng)濟(jì)效益上，在許多場(chǎng)合與模擬系統(tǒng)比較起來，都有明顯的優(yōu)勢(shì)。(6)可以并行執(zhí)行多個(gè)操作。(4)快速的中斷處理和硬件I/O支持。(2)程序和數(shù)據(jù)空間分開，可以同時(shí)訪問數(shù)據(jù)和程序。它的誕生及發(fā)展無疑對(duì)通信、計(jì)算機(jī)、控制等領(lǐng)域的發(fā)展起到了十分重要的作用。 DSP控制電路的設(shè)計(jì) DSP芯片的特點(diǎn)與選取DSP(數(shù)字信號(hào)處理)利用計(jì)算機(jī)或?qū)Ｓ锰幚碓O(shè)備，以數(shù)字形式對(duì)信號(hào)進(jìn)行采集、濾波、估值、增強(qiáng)、壓縮、識(shí)別等處理，以得到符合入們需要的信號(hào)形式。以防止事故范圍進(jìn)一步擴(kuò)大。DSP對(duì)IPM的控制對(duì)應(yīng)關(guān)系為：PWM1—單元1，PWM2—單元4，PWM3—單元2，PWM4—單元5，PWM5—單元3，PWM6—單元6。但是，CPU與IPM之間不能有直接的電氣連接，推薦使用高速光耦HCPL4504作為輸入信號(hào)的隔離器件，對(duì)于故障輸出可用一般的光耦，如PC817或TPL521。為此，在驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)中選用了高速光耦HCPL4505接收并轉(zhuǎn)換SPWM信號(hào)，配合使用PC817接收并轉(zhuǎn)換IPM的F0故障輸出信號(hào)，F(xiàn)0輸出低電平有效，所以直接將四路F0接入DSP的中斷接口，當(dāng)故障信號(hào)發(fā)生時(shí)，DSP將中斷SPWM控制波的生成?？刂菩盘?hào)一般由單片機(jī)或DSP輸出，為了避免強(qiáng)電對(duì)其干擾，兩者之間必須進(jìn)行電氣隔離。所以將M57120L與M5714001配合使用將母線電壓轉(zhuǎn)換為精確的4路隔離的15V電壓，方便地為IPM供電，如圖35所示。M5714001和M57120L是三菱公司專門為其IPM配置的電壓轉(zhuǎn)換模塊。系統(tǒng)直流側(cè)輸出電壓約為Ud=540V，考慮到電壓和電流尖峰的影響，本文選擇的是內(nèi)部封裝六個(gè)IGBT的三菱公司的PM10RSH120，此模塊集電極和發(fā)射極的最大允許峰值電壓為1200V,最大工作電流為10A，并內(nèi)置有過電流、過電壓、過熱等故障檢測(cè)電路和快速保護(hù)電路，能較好的完成設(shè)計(jì)要求，提高系統(tǒng)的可靠性。3U0=21250247。則逆變器功率為 PN=1000247。10%,，；驅(qū)動(dòng)電壓相互隔離，以避免地線噪聲干擾；驅(qū)動(dòng)電源絕緣電壓至少是IPM極間反向耐壓值的兩倍；驅(qū)動(dòng)電路輸出端濾波電容不能太大，這是因?yàn)楫?dāng)寄生電容超過100pF時(shí)，噪聲干擾將可能誤觸發(fā)內(nèi)部驅(qū)動(dòng)電路。為此，在驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)中選用了高速光耦HCPL4504接收并轉(zhuǎn)換SPWM信號(hào)，配合使用PC817接收并轉(zhuǎn)換IPM的F0故障輸出信號(hào)，F(xiàn)0輸出低電平有效，所以直接將四路F0接入DSP的中斷接口，當(dāng)故障信號(hào)發(fā)生時(shí)，DSP將中斷SPWM控制波的生成?？刂菩盘?hào)一般由單片機(jī)或DSP輸出，為了避免強(qiáng)電對(duì)其干擾，兩者之間必須進(jìn)行電氣隔離。它們能直接產(chǎn)生PWM波形，用以控制IGBT的通斷。在智能USP系統(tǒng)中，逆變器的設(shè)計(jì)是關(guān)鍵，為滿足系統(tǒng)的智能化和IGBT的高開關(guān)頻率的要求，CPU芯片采用TMS320LF2407A。（9）無須采取防靜電措施。（8）IPM內(nèi)藏相關(guān)的外圍電路。（7）驅(qū)動(dòng)電源欠壓保護(hù)。（6）抗干擾能力強(qiáng)。在串聯(lián)的橋臂上，上下橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互鎖。將靠近IGBT的絕緣基板上安裝一個(gè)溫度傳感器，當(dāng)基板過熱時(shí)，IPM內(nèi)部控制電路將截止柵極驅(qū)動(dòng)，不響應(yīng)輸入輸入控制信號(hào)。IPM實(shí)時(shí)檢測(cè)IGBT電流，當(dāng)發(fā)生嚴(yán)重過載或直接短路時(shí)，IGBT將被軟關(guān)斷，同時(shí)送出一個(gè)故障信號(hào)。IPM內(nèi)部的IGBT導(dǎo)通壓降低，開關(guān)速度快，故IPM功耗小。IPM內(nèi)的IGBT芯片都選用高速型，而且驅(qū)動(dòng)電路緊靠IGBT芯片，驅(qū)動(dòng)延時(shí)小，所以開關(guān)速度快，損耗小。IPM內(nèi)置驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路，隔離接口電路需用戶自己設(shè)計(jì)。即使發(fā)生負(fù)載事故或使用不當(dāng)，也可以使IPM自身不受損壞，IPM一般使用IGBT作為功率開關(guān)器件，并內(nèi)藏電流傳感器及驅(qū)動(dòng)電路的集成結(jié)構(gòu)，三菱IPM以其高可靠性，使用方便贏得越來越大的市場(chǎng)，因此本文采用三菱公司的IPM。= (36)實(shí)際電路中,取L=,。(21800)= (35)Cf=Lf247。一般取濾波器的截止頻率,為了避免對(duì)某次諧波過度放大,取fc==400=1800Hz (34)對(duì)電感L和電容C的取值按以下方法:根據(jù)逆變器的輸出功率和輸出電壓求得負(fù)載阻抗,濾波器的標(biāo)稱特性阻抗R=(～)RL,取,則Lf=R247。設(shè)逆變器輸出電壓的基波頻率為,最低次諧波頻率為，則,所以當(dāng)時(shí),電感對(duì)基波信號(hào)的阻抗很小,電容對(duì)基波的分流很小,即濾波器允許基波信號(hào)通過,而時(shí),電感對(duì)諧波信號(hào)阻抗很大,電容對(duì)諧波信號(hào)的分流很大,即濾波器不允許諧波信號(hào)通過負(fù)載。設(shè)計(jì)的濾波器如圖33所示,圖中感抗,其隨頻率的升高而增大；容抗,其隨頻率的升高而減小。圖中電阻是為工作時(shí)平衡電容電壓、開機(jī)和停機(jī)時(shí)減小沖擊電壓和停機(jī)后消耗電容儲(chǔ)存電荷而設(shè)置的,一般取電阻為50k,5～10W。整流后電壓脈動(dòng)頻率為f(三相全橋整流f=300Hz),周期T=1/f,則濾波電解電容的電容量為:C=(3～5)T/R。規(guī)格參數(shù)如下表31所示。(540)= (31)電流定額：Ipmn=KimId== (32)電壓耐量：Urm=KumUd=540=810V (33)其中Kim,Kum分別為電流、電壓安全余量系數(shù)。工作時(shí)，考慮到電壓會(huì)下降，設(shè)下降值約為10%，則有：Id=P247。～。、濾波電路的設(shè)計(jì)圖32 整流濾波電路(1)整流電路本逆變電源設(shè)計(jì)中的整流部分采用三相不可控整流電路，如圖32所示。電源電路主要是由TPS7333構(gòu)成為DSP提供+。驅(qū)動(dòng)電路輸入信號(hào)來自DSP，通過高速光耦HCPL—4504進(jìn)行信號(hào)隔離后，產(chǎn)生滿足IPM可靠工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，送入IPM。濾波電路采用電容濾波，將整流輸出的脈動(dòng)電壓轉(zhuǎn)化為平直的直流電壓，同時(shí)直流母線中串有一個(gè)帶延時(shí)繼電器的大電阻，防止電路啟動(dòng)瞬間充電電流過大。如圖所示，主電路采用交一直一交電壓型變頻裝置，它主要由整流電路、濾波電路、逆變器三部分組成。基于以上的比較分析，從經(jīng)濟(jì)角度出發(fā)，本系統(tǒng)的主電路拓?fù)洳捎萌珮螂娐贰＝M合式三相逆變器由3個(gè)單相逆變器星形聯(lián)接構(gòu)成，能同時(shí)實(shí)現(xiàn)單相和三相四線制供電。為了獲得強(qiáng)的帶不平衡負(fù)載的能力，兩個(gè)串聯(lián)的電解電容必須足夠大，從而使逆變器體積和重量增加。三相全橋逆變器具有電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所用功率器件少，功率開關(guān)電壓應(yīng)力低等優(yōu)點(diǎn)，但為了提高帶不平衡負(fù)載的能力，必須在其輸出端增加中點(diǎn)形成變壓器，從而在一定程度上增加了逆變器的體積和重量。同時(shí)，通過M的改變，可在中斷服務(wù)中完成CMPR值的在線計(jì)算和改寫。同時(shí)，根據(jù)負(fù)載U/f曲線，確定頻率f與調(diào)制比M之間的關(guān)系，將M值按f遞增的順序制成表格?？砂涯骋活l率指令值對(duì)應(yīng)的中斷周期預(yù)先計(jì)算好，并制成表格，以便在線查找。因此，這種控制方法在一定程度上可認(rèn)為是實(shí)時(shí)控制。由于選擇的是不對(duì)稱規(guī)則采樣法SPWM控制，因此可把三角波的半個(gè)載波周期，也就是一個(gè)采樣周期，作為中斷周期，所有的計(jì)算和處理都在中斷服務(wù)程序里實(shí)現(xiàn)。預(yù)先算出制成表格，存放于ROM中，以便查找。具體體現(xiàn)為值的差異，對(duì)于同一個(gè)采樣點(diǎn)k,幅值為1的各相電壓采樣值為：(k=1,2,3…,n) （216）由此，可得U、V、W三相的、和、表達(dá)式為:當(dāng)k為偶數(shù)時(shí)，即頂點(diǎn)采樣時(shí)，U相有: （217）當(dāng)k為奇數(shù)時(shí)，即底點(diǎn)采樣時(shí)，U相有: （218）同樣，可求得其他兩相的、值，由此可求出U、V、W三相的脈沖寬度。由于相位差120176。圖214三相SPWM控制波裝載示意圖由于三相逆變器中要求三相輸出電壓對(duì)稱，因此在一個(gè)裝載周期里面要裝載的值必須要有120176。一個(gè)裝載周期內(nèi)，一次就必須裝載此采樣點(diǎn)各相對(duì)應(yīng)的正弦值:CMPRCMPRCMPR6。GISR中的程序代碼應(yīng)該讀出PIVR中的值，在保存必要的上下文之后，用PIVR中的值來產(chǎn)生一個(gè)轉(zhuǎn)移到SISR的向量。實(shí)際上D