【正文】 最后，衷心的感謝評閱本文的各位老師和專家。在畢設(shè)行過程中，肖老師在 方案制定及具體實(shí)施和調(diào)試方面提出了很多寶貴意見，使我在理論和實(shí)踐上都得到了很大的鍛煉和提高。 首先，衷心感謝我的導(dǎo)師肖萍萍。例如，通過設(shè)計基于 協(xié)議的 OFDM 系統(tǒng)，以更深的理解 OFDM 技術(shù)和更好的應(yīng)用 OFDM。本次設(shè)計主要是內(nèi)容為OFDM 調(diào)制器的 FPGA 的實(shí)現(xiàn)，在今后的工作中可以進(jìn)一步去了解 OFDM 解調(diào)器、信道估計、編譯碼等技術(shù)。在沒有理想的放大器的情況下，這是必須解決的難題。今后對于 OFDM 系統(tǒng)的研究方向如下： (1) 對峰值平均功率比進(jìn)行研究。 OFDM 被廣泛地應(yīng)用于電力線通信、無線局城網(wǎng)、 DAB， DVB 以及 HDTV 等系統(tǒng)中，具有廣闊的應(yīng) 用前景。 本文介紹了 OFDM 技術(shù) 的基礎(chǔ)理論，其重點(diǎn)對 OFDM 調(diào)制器及其相關(guān)模塊如調(diào)制映射、 IFFT、加循環(huán)前綴、加窗技術(shù)進(jìn)行了詳細(xì)的分析，最后在研究過程中結(jié)合理論分析，分別使用 MATLAB 工具和 Verilog HDL 硬件描述語言對 OFDM 調(diào)制器進(jìn)行了仿真并對誤碼率進(jìn)行了對比。 (2) 存在較高的峰值平均功率比 多載波系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此如果多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信號的平均功率，導(dǎo)致較大的峰值平均功率比。 缺點(diǎn)： (1) 對定時和頻率偏移敏感 由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求。尤其在子載波數(shù)目眾多的情況下，采用 FFT 算法能大大減少系統(tǒng)的復(fù)雜度，簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，使得 OFDM 技術(shù)更趨于實(shí)用化。當(dāng)子載波個數(shù)很大時，系統(tǒng)的頻譜利武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 26 用率趨于 2/Baud Hz 。 (3) 頻譜利用率高 傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法是將頻帶分為若干個不相交的子頻帶來并行傳 輸數(shù)據(jù)流，各個子信道之間要保留足夠的保護(hù)頻帶。通常，一階抽頭濾波器結(jié)構(gòu)的均衡器便可滿足要求。如果衰落不是特別嚴(yán)重，簡單的均衡器結(jié)構(gòu)是 OFDM 的突出優(yōu)點(diǎn)之一。所以O(shè)FDM 對信道中因多徑傳輸而出現(xiàn)的 ISI 有很強(qiáng)的魯棒性，系統(tǒng)總的誤碼率性能好。開展這方面的研究具有很強(qiáng)的理論和現(xiàn)實(shí)意義。 OFDM 技術(shù)作為一種高效的調(diào)制技術(shù)，將成為第四代移動通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一。 0 50 100 150 200 250 30000 . 511 . 522 . 533 . 54x 1 05 誤差分析采樣點(diǎn)數(shù)均方誤差值 圖 均方誤差值 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 25 第 6 章 總結(jié) OFDM 是一種能夠?qū)褂啥鄰剿ヂ湫诺涝斐傻姆栭g干擾的有效技術(shù)，它可在頻率選擇性衰落信道中實(shí)現(xiàn)高速率的無線通信。令一方面是在計算過程中也會產(chǎn)生一些累積的誤差。從圖中可以看出 Verilog 的計算值與 MATLAB 的計算值存在誤差。 圖 前導(dǎo)仿真波形圖 成幀模塊 由于前導(dǎo)長度 2432 點(diǎn)，需要設(shè)置移位寄存器進(jìn)行 cp 的 2432 個時鐘的輸出延時，將前導(dǎo)的輸出和數(shù)據(jù)的輸出連續(xù)形成一幀。當(dāng)計數(shù)器計數(shù)至 8 時，讀取 SYNCP 的同時取反，形成 SYNCM，當(dāng)計數(shù)器計數(shù)至 9 時，讀取 1/2 個 SYNCM 的同時進(jìn)行尾部 8 點(diǎn)加窗，生成前導(dǎo)。當(dāng)計數(shù)器 t 為 0 時，開始武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 23 進(jìn)行第一個符號讀取，同時頭部 8 點(diǎn)進(jìn)行加窗，由于地址的讀取會產(chǎn)生兩個時鐘的延時，所以當(dāng)?shù)刂纷x取從 2 開始 (0 和 1 由于地址無效，不是有效值 )。前導(dǎo)生成函數(shù)結(jié)構(gòu)圖如圖 所示，輸入信號 ena 啟動前導(dǎo)序列生成的信號，輸出信號 oData_preamble_valid為前導(dǎo)序列的有效信號。 圖 數(shù)據(jù)流控制示意圖 2 2 6 2 5 5 0 2 5 50 1 2 3 4 5 6 78 9 10 11 12 13 14 15248 249 250 251 252 253 254 255……保 護(hù) 間 隔R A M 中 的 數(shù) 據(jù)有 效 數(shù) 據(jù)武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 22 由于 FPGA 中乘法器需要占用很大的資源，所以在硬件設(shè)計中將升余弦函數(shù)部分用程序直接實(shí)現(xiàn)，其實(shí)現(xiàn)方法為將升余弦函數(shù)的數(shù)值轉(zhuǎn)化為 8 位二進(jìn)制，用移位代替乘法器，而其他數(shù)值保持不變。 R A M 1R A M 2MUXMUX輸 入 數(shù) 據(jù)I F F T8 0 0 K8 0 0 K武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 21 圖 IFFT 模塊仿真波形圖 添加循環(huán)前綴和加窗 將 IFFT 運(yùn)算結(jié)果暫存于兩塊 RAM 中，用來交替存儲流入的數(shù)據(jù)。 圖 數(shù)據(jù)流控制示意圖 IFFT 模塊 IFFT 模塊采用了經(jīng)過優(yōu)化的 ALTER 公司的 IP 核 FFT 。 BPSK/DBPSK 映射仿真波形如圖 、 所示。函數(shù)結(jié)構(gòu)如圖 所示： 圖 BPSK/DBPSK 映射函數(shù) 其中，每 36 個數(shù)據(jù)的起點(diǎn)，輸出一個 sop_map 信號，表示映射數(shù)據(jù)輸出的起武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 19 點(diǎn)。數(shù)據(jù)源 FCH 和 DATA 采用預(yù)先存儲于 ROM 的數(shù)據(jù)，然后數(shù)據(jù)經(jīng)過映射模塊，映射數(shù)據(jù)在做 IFFT 運(yùn)算之前要進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，添加循環(huán)前綴和加窗后，與前導(dǎo)碼進(jìn)行疊加，形成 OFDM 幀。 圖 前導(dǎo)加窗示意圖 頭 部 尾 部頭 部 尾 部頭 部 尾 部第 n 1 個 符 號第 n 個 符 號第 n + 1 個 符 號++最 終 的 符 號… … … …S Y N C P S Y N C PS Y N C PS Y N C PS Y N C PS Y N C PS Y N C PS Y N C PS Y N C P1/2MS Y N C M8 個 采 樣 點(diǎn)8 個 采 樣 點(diǎn)升 余 弦 函 數(shù)窗 函 數(shù)武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 17 SYNCP 是由固定的 36 個初始相位為映射復(fù)數(shù)做 IFFT 后取實(shí)部的結(jié)果，SYNCM 符號為 SYNCP 符號取反的結(jié)果。 圖 升余弦窗函數(shù) 相鄰符號間的頭部 8 采樣點(diǎn)和尾部 8 采樣點(diǎn)進(jìn)行覆蓋疊加。并且由于多徑傳播的影響，會造成子載波間的干擾 (ICI)，即子載波的正交性遭到破壞。其中 IFFT 運(yùn)算結(jié)果有用的數(shù)據(jù)只為實(shí)部。 圖 G3PLC協(xié)議的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu) 圖 OFDM 調(diào)制器系統(tǒng)模型 數(shù)據(jù)源 FCH 和 DATA 使用預(yù)先存儲的 0、 1 數(shù)據(jù)流，數(shù)據(jù)大小分別為 36 13比特和 36 40 比特，其中 FCH 采用 BPSK 映射， DATA 采用 DBPSK 映射。為了讓 OFDM 信號的帶外功率譜密度下降的更快，對信號進(jìn)行加窗。為了信號可以有效傳輸，系統(tǒng)采用 BPSK和 DBPSK 調(diào)制方案，采用 256 點(diǎn)的 IFFT 的運(yùn)算模塊。 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 14 第 4 章 OFDM 調(diào)制器的 MTALAB 仿真 使用 MATLAB 可實(shí)現(xiàn) OFDM 調(diào)制器的仿真， OFDM 調(diào)制器的系統(tǒng)模型可表示如圖 所示。對于常用的基 2 的 IFFT 算法，其復(fù)數(shù)乘法次數(shù)僅僅為（ N/2） log2(N)，以 16 點(diǎn)的變換為例，IDFT 和 IFFT 中所需要的乘法次數(shù)分別為 256 次和 32 次，并且鎖著子載波個數(shù) N的增加，復(fù)雜度之間的差距也會越來越明顯， IDFT 的計算復(fù)雜度隨著 N 增加而二次方增長， IFFT 的計算復(fù)雜度卻只是略快于線性變化。 在 OFDM 系統(tǒng)實(shí)際的運(yùn)用中，可以采用更加快捷方便的 IFFT/FFT。武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 13 根據(jù)以上分析，可以看到 OFDM 系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)可以分別有 IDFT 和 DFT 來替代，通過 N 點(diǎn)的 IDFT 運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號 id 變換為時域數(shù)據(jù)符號 sk ，經(jīng)過射頻載波調(diào)制之后，發(fā)送到無線信道中。I F F T低 通濾 波 器信 道解 調(diào)( 如 Q A M )并行變串行二 進(jìn) 制數(shù) 據(jù)F F T低 通濾 波 器X ( k ) s ( n ) s ( t )載 波調(diào) 制載 波解 調(diào)r ( t )r ( n )Y ( k )同樣在接收端，為了恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號 id ，可以對 ｓ ｋ 進(jìn)行逆變換，即 DFT 得到： 102s e xp ( )NikiikdjN?????? (0 1)iN? ? ? () 調(diào) 制( 如 Q A M )串行變并行 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 12 圖 采用 IFFT 和 FFT 的 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 對于 N 比較大的系統(tǒng)，式（ ）中的 OFDM 復(fù)等效基帶信號可以采用離散傅里葉逆變換（ IDFT）方法實(shí)現(xiàn)。 在實(shí)際應(yīng)用中，系統(tǒng)并行數(shù)據(jù)的調(diào)制與解調(diào)可 以采用反傅立葉變換 (IFFT) 和傅立葉變換 (FFT) 來實(shí)現(xiàn)。 采用 IFFT 和 FFT 的 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 快速傅里葉變換是一個相對成熟和完善的算法，該算法因其方便、快捷和有效性在很多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。 tfje 12 ?信 道來 自 信 道 的數(shù) 據(jù)串并變換d 1d 0d N 1tfje 22 ?tfj Ne 12 ???s ( t )tfje 12 ? tfje 22??tfj Ne 12 ?? ?積 分積 分積 分0~d1~?Nd 1~d并串變換 圖 OFDM 系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)模型框圖 這種正交性還可以從頻域角度來理解 ,在每一個子載波頻率的最大處 ,所有其他子信道的頻譜值恰好為零 ,因此在理想情況下 ,可以從多個相互重疊的子信道符號頻譜中提取出各個子信道符號 ,而不會受到其他子信道的干擾。圖 展示了 OFMD 系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)模型框圖，其中 ?=?c+i/T。如果用 N 表示子載波的個數(shù)， T 表示 OFDM 符號的持續(xù)時間 (周期 )， di(i=0,1,2… ,N1) 表示分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號， ?i表示第 i 個子載波的載波頻率，矩形函數(shù) rect(t)=1,|t|≤ T/2,則 t=ty 從 錯誤 !未指定書簽。實(shí)現(xiàn)框圖分別如圖 、圖 。 在 FPGA 中在使用平方根升余弦濾波器對基帶信號濾波 , 以消除符號間干擾 , 濾波后的 IQ兩路信號通過乘法器與 NCO 中的正弦和余弦中頻載波相乘完成 IQ 調(diào)制 , 最后兩路信號相加通過 DA 轉(zhuǎn)換送入信道。 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 9 第 3 章 OFDM 調(diào)制器技術(shù) OFDM 調(diào)制解調(diào)原理 OFDM 技術(shù)對信號進(jìn)行 I/Q 調(diào)制 , 在 I