【正文】 AFD 通過軟件周期性地改變輸出并網(wǎng)電流頻率，使并網(wǎng)逆變器輸出一 個(gè)稍有變形的電流波形，如圖 29 所示， uT 是電網(wǎng)電壓 SU 的周期， iT 是系統(tǒng)輸出電流 i 的周期，在第一個(gè)半周期的開始時(shí)，系統(tǒng)的輸出電流是一個(gè)頻率比電網(wǎng)頻率稍微高的正弦，當(dāng)輸出電流達(dá)到零時(shí)，它在開始第二個(gè)半周期之前一直保持為零，在第 二個(gè)半周期開始時(shí)，系統(tǒng)的輸。此方法通過偏移電網(wǎng)電壓采樣信號的頻率作為逆變器的輸出電流頻率，造成對系統(tǒng)頻率的擾動，即而由頻率保護(hù)電路來檢出孤島現(xiàn)象，但此法會造成系統(tǒng)供電的不穩(wěn)定以及輸出功率因數(shù)降低的缺點(diǎn)。其中插入的并聯(lián)阻抗應(yīng)容里小且短時(shí)間插入為宜，以免對系統(tǒng)造成過大影響而發(fā)生誤動作。 此方法是在電力系統(tǒng)輸配線路上加裝一個(gè)電感或電容器，當(dāng)市電中斷或故障時(shí)，即將電感或電容器并入，通過無效功率破壞系 統(tǒng)平衡狀態(tài)，達(dá)到對電壓、頻率的擾動。這時(shí)通過控制系統(tǒng)檢測出來而將光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)隔離，防止孤島現(xiàn)象 的發(fā)生。通常情況下，逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓同步；當(dāng)電網(wǎng)斷電時(shí)，逆變器的輸 出電流與電壓相位差由控制電路決定，當(dāng)相位偏移超過某一范圍時(shí)，即表示電網(wǎng)發(fā)生故障，則將光伏發(fā)電系統(tǒng)脫離電網(wǎng)。這種方法盡管被證明是有效的，但在實(shí)際情況中很難選擇合適的諧波觸發(fā)值。 此方法通過檢測并網(wǎng)逆變器的輸出電壓的諧波含量來判斷孤島效應(yīng)是否發(fā)生，適用于電流控制型逆變器 [19]。當(dāng)逆變器向電網(wǎng)正常輸送電能時(shí)，連接點(diǎn)處電壓的幅值、頻率基本保持不變 ；當(dāng)電網(wǎng)斷電時(shí)，如果逆變器在與電網(wǎng)斷電前輸出的功率和負(fù)載不匹配，則逆變器的輸出電壓、輸出頻率將會發(fā)生變化，從而判斷孤島效應(yīng)發(fā)生，這時(shí)要將光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)隔離。 被動式檢測方法 由于發(fā)生孤島情況時(shí)，其電壓及頻率均不穩(wěn)定，被動式檢測方法利用此點(diǎn)效應(yīng)來判斷 是否發(fā)生孤島情況。被動式檢測方式主要有過壓和欠壓檢測法、過頻和欠頻檢測法、諧波電壓檢測法、電壓相位檢測法和頻率變化率檢測法等 ；主動式檢測方式主要有脈沖電流注入法、輸出功率變化法 (有功功率變化和無功 功率變化 )、阻抗變動、滑模頻率轉(zhuǎn)移法和頻率偏移法等。 孤島效應(yīng)通常的檢測方法可以分為被動式和主動式兩種。并且防孤島效應(yīng)保護(hù)應(yīng)該在電網(wǎng)斷電后 秒內(nèi)動作 將光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)斷開 [17]。 孤島效應(yīng)具有相當(dāng)大的危害性，不僅會危害到整個(gè)配電系統(tǒng)及用戶端的設(shè)備，更嚴(yán)重的是會造成輸電線路維修人員的生命安全，因此，對光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)來說，具有反孤島效應(yīng)的功能是至關(guān)重要的。當(dāng)電網(wǎng)因?yàn)楣收匣蛘弑蝗藶榍袛鄷r(shí)，并網(wǎng)系統(tǒng)應(yīng)該能及時(shí)斷開與電網(wǎng)的連接。但是對硬件的要求特別是傳感器的精度要求比較高， 因而硬件造價(jià)會比較高。這種控制方 22 法需要對光伏陣列的電壓和電流進(jìn)行采樣。 令 dI IF du U?? (228) 通過計(jì)算 F 的大小可以判斷光伏陣列工作點(diǎn)的位置 ： 當(dāng) F0 時(shí)， dPdU 0，光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)的右側(cè)，由圖 210 可知，為了使光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)處，需要減小陣列工作電壓，可以通過增大系統(tǒng)的輸出電流來實(shí)現(xiàn)，這時(shí)增大 *I ； 當(dāng) F0 時(shí)， dPdU 0，光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)的左側(cè)，由圖 210 可知，為了使光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)處，需要增大陣列工作電壓，可以通過減小系統(tǒng)的輸出電流來實(shí)現(xiàn)，這時(shí)減小 *I ； 當(dāng) F=0 時(shí)， dPdU =0，光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)， *I 不變。 本文采用電導(dǎo)增量法來實(shí)現(xiàn) MPPT 控制，通過調(diào)節(jié)光伏 并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的輸出電流的大小來使光伏陣列工作在最大功率點(diǎn)。 電導(dǎo)增量法 是 MPPT 控制常用的算法之一。 擾動觀察法的優(yōu)點(diǎn)是 ：跟蹤方法簡單，容易實(shí)現(xiàn)；對傳感器精度要求不高。如果采用較大的步長進(jìn)行“干擾”，這種跟蹤算法可以獲得較快的跟蹤速度，但達(dá)到穩(wěn)態(tài)后的精度較差，較小的步長則正好相反。 下面對經(jīng)典的擾動觀察法算法簡述如下： 光伏系統(tǒng)控制器 在每個(gè)控制周期用較小的步長改變光伏陣列的輸出，改變的步長是一定的，方向可以是增加也可以是減小，控制 21 對象可以是光伏陣列輸出電壓或電流，這一過程稱為“干擾” ；然后，比較干擾周期前后光伏陣列的輸出功率，如果輸出功率增加，那么按照上一周期的方向繼續(xù)“干擾”過程，如果檢測到輸出功率減小，則改變“干擾”方向。這種控制方法雖然算法簡單，且易于硬件實(shí)現(xiàn)，但是相應(yīng)速度很慢，只適用于那些光照強(qiáng)度變化非常緩慢的場合。O)是目前實(shí)現(xiàn) MPPT 常用的方法之一 [14]。 (Pamp。 根據(jù)溫度查表調(diào)節(jié)： 事先將特定光伏陣列在不同溫度下測得的最大功率點(diǎn)電壓值maxU 存儲在控制器中，實(shí)際運(yùn)行時(shí)，控制器根據(jù)檢測光伏陣列的溫度，通過查表選取合適的 maxU 值。 20 CVT 控制可以很方便地通過硬件或者軟件實(shí)現(xiàn)，具有控制簡單、可靠性高、穩(wěn)定性好等優(yōu)點(diǎn) ；缺點(diǎn)是控制精度差，特別是對于早晚和四季溫差變化劇烈的地區(qū)。但是這種跟蹤方式忽略了 溫度對陣列開路電壓的影響，以常規(guī)單晶硅太陽電池而言，當(dāng)環(huán)境溫度每升高 1℃ 時(shí)， 其開路電壓下降約 %%。把最大功率點(diǎn)跟蹤簡化為恒電壓跟蹤 (CVT)， 這就是 CVT 控制的理論依據(jù) [13]。我 們可以以間接的方式來實(shí)現(xiàn)，常用的最大功率點(diǎn)跟蹤方法有 ：定電壓跟蹤法 (CVT)、擾動觀察法、電導(dǎo)增量法以及模糊控制算法等，這些方法各有優(yōu)缺點(diǎn)，有的方法需要大量的計(jì)算，有的方法需要實(shí)時(shí)采樣數(shù)據(jù)并進(jìn)行分析，可以根據(jù)不同的系統(tǒng)要求選用不同的控制方法 (CVT) 最大功率跟蹤方法很多，最簡單直接的方法是定電壓跟蹤法 (CVT)。 MPPT 的實(shí)質(zhì)是一個(gè)自 尋優(yōu)過程，即通過控制陣列端電壓場 v，使陣列能在各種不同的日照和溫度環(huán)境下智能 化地輸出最大功率。在一定的光照強(qiáng)度和環(huán)境溫度下，太陽能電池可以工作在不同的輸出電壓，但是只有 在某一輸出電壓值時(shí)，太陽能電池的輸出功率才達(dá)到最大值，這時(shí)太陽能電池的工作點(diǎn)就達(dá)到了輸出功率電壓曲線的最高點(diǎn)，稱之為最大功率點(diǎn) (MPP)。為了提高系統(tǒng)的整體效率，必須使光伏陣 列始終工作在最大功率點(diǎn)上，這就需要光伏陣列的最大功率點(diǎn)跟蹤 (MPPT)控制。 4)如下表，求出 T， pK ， IT 的值。所謂控制度，是以模擬調(diào)節(jié)器為基準(zhǔn)，將數(shù)字控制器的控制 效 果與模擬調(diào)節(jié)器的控制效果相比較，是數(shù)字控制器和模擬調(diào)節(jié)器所對應(yīng)的過渡過程的誤差平方的積分比，即： 2020[][]DAe dtQe dt????? (224) 實(shí)際應(yīng)用中并不需要計(jì)算出兩個(gè)誤差平方的積分，控制度僅是表示控制效果的物理概念。 18 2)做純比例控制，并逐漸加大 PK 的值，是系統(tǒng)出現(xiàn)臨界振蕩，記下使系統(tǒng)發(fā)生振蕩的臨界值 rK 和系統(tǒng)的臨界振蕩周期 rT 。用于數(shù)字 PI 調(diào)節(jié)器時(shí)，所提供的參數(shù)原則也是通用的，但根據(jù)控制過程離散化程度，可將這一方法擴(kuò)充。 (2)擴(kuò)充臨界比例法 首先，將調(diào)節(jié)器選純比例調(diào)節(jié)器，形成閉環(huán)，改變比例系數(shù)，是系統(tǒng)對階躍輸入的響應(yīng)達(dá)到臨界振蕩狀態(tài)，將這時(shí)的比例系統(tǒng)記為 Kr，臨界振蕩的周期記為 rT ，根據(jù)齊格勒 尼科爾斯提供的經(jīng)驗(yàn)公式，即可由這兩個(gè)基準(zhǔn)參數(shù)得到不同類型調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)參數(shù)。在此過程中，可根據(jù)響應(yīng)曲線的好壞反復(fù)改變比例系數(shù)與積 分時(shí)間，以得到較好的控制效果。 2)如果系統(tǒng)的靜差不能滿足設(shè)計(jì)要求，則須在比例調(diào)節(jié)的基礎(chǔ)上加入積分環(huán)節(jié)。 1)將比例系數(shù)由小 變大，并觀察相應(yīng)的系統(tǒng)響應(yīng)，直至得到反應(yīng)快、超調(diào)小的響 應(yīng)曲線。增大 IT 將減慢消除靜差的過程，但有利于減小超調(diào)，減小振蕩。 增大比例系數(shù) PK ，一般將加大系統(tǒng)的響應(yīng)，在有靜差的情況下有利于減小靜差。下面介紹工程中常用的試湊法和擴(kuò)充臨界比例 法。 整定方法有兩類 ：理論計(jì)算和工程整定方法 [12]。 在式（ 223）表示的 PI 算式中，控制作用的比例、積分部分是相互獨(dú)立的，因此不僅 易于理解，也便于檢查參數(shù)變化對控制效果的影響。 下面遞 推 PI 算式。 IT 越小，積分越強(qiáng)，反之 IT 越大，積分作用越弱。只要采樣周期 T 取得足夠小，這種逼近可以相當(dāng)精確，其表達(dá)式如下： 210( ) [ ( ) ( ) ] 4kP jITu k K e k e j b a cT ?? ? ?? (218) 同樣算式也可以寫成： 1 0( ) ( ) ( )kPI ju k K e k K e j??? ? (219) 其中： I P IK K T T? 。對于連續(xù) PI 控制，用時(shí)間域來表示，其控制表達(dá)式為： 1 01( ) [ ( ) ( ) ]tP Iu t K e t e dT ???? ? (216) 式中 1()ut—— PI 調(diào)節(jié)器輸出量； ()et —— 給定值與反饋值的誤差； PK —— 比例系數(shù)； IT —— 積分時(shí)間； 16 也可以寫成 ： 1 0( ) ( ) ( )tPIu t K e t K e d???? ? (217) 式中 PK —— 比例系數(shù)； IK —— 積分系數(shù)， I P IK K T? 。 用雙線性變換法將 q(s)離散化 ： 112144 .1( ) ( ) zs T zG z G s ???? ?? (213) 其中 T 為采樣周期。 若不考慮電網(wǎng)電壓 sU 對輸出電流的影響，逆變器電流跟蹤系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型如圖 25所示 ： 圖 25 電流跟蹤系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型 這時(shí)，電網(wǎng)電壓 sU 對輸出電流 i 的影響可表示為 11 2 3()( ) ( )1 ( ) ( ) ( ) sGsI s U sG s G s G s? ? (29) 考慮到電網(wǎng)電壓 sU 對輸出電流的影響，將電網(wǎng)電壓 sU 視為擾動信號，在此引入電網(wǎng) 電壓前饋環(huán)節(jié)進(jìn)行補(bǔ)償，設(shè)前饋 環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為 G(s)。 逆變器可以等效為一個(gè)小慣性環(huán)節(jié)，傳遞函數(shù)為： 2 () 1PWMPWMkGs Ts? ? (27) 14 其中 PWMT 為小時(shí)間常數(shù)，可以取 50us， PWMk 為逆變器增益，與 PI 調(diào)節(jié)器的最大限幅有 關(guān)。并網(wǎng)逆變器輸出電流 i ，電網(wǎng)電壓 SU ，逆變器輸出電壓 IU ，三者之間的相位關(guān)系，滿足矢量關(guān)系 式： sIU U j LI IR? ? ? ? (23) 只要在實(shí)際控制中滿足這種關(guān)系，輸出電流就可以實(shí)現(xiàn)與電網(wǎng)電壓的同頻同相。本文產(chǎn)生的是對稱 PWM 波形。非對稱 PWM信號 的特點(diǎn)在于它的調(diào)制信號不是關(guān)于 PWM 周期中心對稱的，只可從脈沖的單邊變化每個(gè) 脈沖的寬度 ；對稱 PWM 波形的特點(diǎn)在于調(diào)制脈沖是關(guān)于 PWM 脈沖中心對稱的。如圖 24 所示。輸出信號的變化時(shí)間由比較寄存器的值決定。定時(shí)器計(jì)數(shù)器的值不斷地與比較寄存器的值進(jìn)行比較，當(dāng)兩值匹配時(shí)，相關(guān)輸出產(chǎn)生從低到高 (或從高到低 )的變化。 PWM 波形的生成方法 本文使用 DSP 來產(chǎn)生 PWM 信號。 本文選用三角波比較法。與滯環(huán)比較方式相比， 該方式具有如下特點(diǎn)： 1)控制設(shè)計(jì)較為復(fù)雜； 2)跟隨誤差較大； 3)輸出電壓諧波較少，但是含有與三角載波相同頻率的諧波； 4)放大器的增益有限； 5)器件開關(guān)頻率固定，且等于三角波的頻率； 6)電流響應(yīng)比滯環(huán)比較方式的慢。放大器 A 往往采用比例放大器 或比例積分放大器。 12 AP W M 信 號驅(qū) 動 主 電 路i*i i?三 角 波 圖 23 PWM脈沖生成原理圖 圖 23 所示為三角波比較方式的原理圖。針對采用滯環(huán)比較器的瞬時(shí)值比較方式環(huán)寬固定這一缺點(diǎn)，解決的辦法是采用定時(shí)控制的瞬時(shí)值比較方式，用一個(gè)由時(shí)鐘定時(shí)控制的比較器來代替滯環(huán)比較器，這樣器件的開關(guān)頻率最高不會超過時(shí)鐘頻率的一半，從而可避免器件開關(guān)頻率過高的情況發(fā)生。 ，將補(bǔ)償電流參考值與逆變器實(shí)際電流輸出值之差輸入到具有滯 環(huán)特性的比較器，通過比較器的輸出來控制開關(guān)的開 合，從而使逆變器輸出電流值實(shí)時(shí)跟蹤補(bǔ)償電流參考值。 直接電流控制，就是采用跟蹤型 PWM 控制技術(shù)，根據(jù)指令信號和實(shí)際供給電流之間的相互關(guān)系，得出控制主電路各個(gè) IGBT 通斷的 PWM 信號，光伏發(fā)電系統(tǒng)就相當(dāng)于一個(gè)受控電流源。根據(jù)以上分析可得此系統(tǒng)向量圖如圖 22 所示。 X 為連接電抗，將逆變器本身的損耗 (自關(guān)斷器件的開關(guān)損耗 )以及線路電阻用等效電阻 R 表示，則 ( IU SU )即為 X 和 R 上的電 壓降，流過電抗器 X 和電阻 R 的電流可以由其兩端的電壓來控制，其電流應(yīng)與電網(wǎng)電壓同相，這個(gè)電流就是光伏發(fā)電裝置流向電網(wǎng)的電流 I。其等效電路如圖 21 所示。逆變器的輸出電壓幅值自動被鉗位為電網(wǎng)