【正文】 輸出軟啟動(dòng)和輸入軟啟動(dòng)應(yīng)結(jié)合起來考慮，理想的配合是輸入電容充電完畢，限流電阻被短接后，輸出電壓才由零逐漸增大到額定值，以避免限流電阻上承受極大的損耗。對(duì)于后一種軟啟動(dòng)電路，我們?cè)谇懊娴恼鹿?jié)己經(jīng)介紹過，如圖 中所示，只要在 UC3825 的第 8 管腳接入一個(gè)電容 C, UC3825 通過內(nèi)部集成的電路就可以完成對(duì)軟啟動(dòng)的控制，一般啟動(dòng)時(shí)間為數(shù)百毫秒。另一部分時(shí)穩(wěn)壓電源輸出電壓亦需要軟啟動(dòng)，因?yàn)橐话?PWM 型穩(wěn)壓電源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會(huì)形成非常大的電容充電電流，疊加在負(fù)載電流上，它不僅會(huì)使高壓開關(guān)管負(fù)擔(dān)過重而可能損壞，而且由于持續(xù)時(shí)間長(zhǎng)，往往會(huì)引起過流保護(hù)電路發(fā)生誤動(dòng)作，若為了避免由此引起的誤動(dòng)作而將保護(hù)電路調(diào)的非常遲鈍，則將會(huì)增加過流保護(hù)的不安全性，所以 PWM 型穩(wěn)壓電源必須具有輸出電壓軟啟動(dòng)功能。反饋比例系數(shù)由電阻分壓構(gòu)成，調(diào)節(jié)分壓電路中的電位器，我們可以改變系數(shù) fK ,使的主電路輸出在一個(gè)范圍之間可調(diào)。 由前面的論述可知， 0V 在 之間變化，由此可以在實(shí)驗(yàn)調(diào)試中調(diào)節(jié)各參數(shù)以使當(dāng) fV 為適當(dāng)?shù)闹禃r(shí)，選擇的參數(shù)為 : 2R = 3R =? ， 1R = fR =10 k? ， rV =12V。 用 rV 表示整定電壓， fV 表示反饋電壓，由主電路輸出直接通過比例系數(shù) K 反饋到慣性環(huán)節(jié)中， fR 和 C 組成的比例積分電路構(gòu)成了 PI 調(diào)節(jié)器，以減少系統(tǒng)的超調(diào)，降低系統(tǒng)的調(diào)節(jié)靈敏度。 下面我們將設(shè)計(jì)一個(gè)慣性環(huán)節(jié)。 此電路的關(guān)鍵是線性光禍要工作在其線性范圍內(nèi)，需要選擇合適的前置運(yùn)放和計(jì)算電路中的電阻值。同理，我們得到： 2K = 2PI / PI (44) 2K 表示正向增益，則我們定義此電路的傳輸增益為 3K ，應(yīng)滿足如下的關(guān)系： 3K = 2K / 1K (45) 可見，輸入與輸出滿足如下的關(guān)系 : 11230 )/( VRRKV ? (46) 在實(shí)際應(yīng)用中， LED 應(yīng)工作在 110mA 左右，在此范圍內(nèi)，傳輸增益 3K 為～ 之間的一個(gè)值，它的線性誤差為 177。光電流 1PI 的值滿足 : 1PI = 11/RV ，此電流與 LED 的電流成正比，比例系數(shù)為反饋傳輸增量 1K ，即1PI = 1K ? PI ，運(yùn)算放大器向 LED 提供足夠的電流以保持運(yùn)放的正向和反向輸入。輸出光二極管產(chǎn)生的輸出信號(hào)與 LED發(fā)出的伺服光通量成線性比例 。反饋光二極管吸收 LED 光通量的一部分而產(chǎn)生控制信號(hào)。在圖 中， 1U 指的是一個(gè)精密線性光 耦合 ，因?yàn)榉答侂妷菏侵苯訌闹麟娐返妮敵龆瞬蓸?，由于主電路和控制電路是需要隔離的，所以光耦隔離是必不可少的，但是，一般光禍的輸出是不能反應(yīng)輸入的大小的，我們選用線性光耦合器，即 可以實(shí)現(xiàn)電氣隔離，又可以實(shí)現(xiàn)比例傳輸，為了實(shí)現(xiàn)精確地控制，我們選用了一種精密線性光禍合器。 反饋電壓從主電路輸出端直接實(shí)時(shí)采樣，與整定電壓比較后輸入到比例積分放大器，其輸出值經(jīng)過隔離后輸入到 UC3825 的第 2 個(gè)管腳，以控制 PWM 信號(hào)的占空比從而控制主電路輸出電壓的變化。 表 UC3825輸入與輸出占空比的關(guān)系 )(2 VVJ D(%) 0 4 8 12 16 20 )(2 VVJ D(%) 24 28 32 36 40 反饋電路的設(shè)計(jì) 高頻開關(guān)電源是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，內(nèi)環(huán)是電流反饋控制，外環(huán)是電壓反饋控制。具體實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表 所示。通過實(shí)驗(yàn)我們測(cè)得端口 2 的數(shù)值范圍為 :～ ，根據(jù)系統(tǒng)的具體 情況，最大占空比我們?cè)O(shè)計(jì)為 maxD =40%。 圖 功率 MOSFET 的驅(qū)動(dòng)電路 UC3825的調(diào)試 UC3825 是控制電路的核心，通過前面的介紹，我們知道，這種 PWM 集成 本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 25 控制器集成了很多的功能，以前需要用分立單元完成的功能，現(xiàn)在都可以通過UC3825 來完成，在我們?cè)O(shè)計(jì) 的電路中的用途是供給線性光耦合器控制部分的電壓； TR 和 TC 用來調(diào)節(jié) PWM 的最大占空比 maxD 和振蕩頻率；輸入是從端口 2 進(jìn)入， OutA 和 OutB 是 PWM 信號(hào)的輸出端口，信號(hào)的幅值由端口 13 的 CV 決定。采用獨(dú)立的集電極電源 Uc 和功率地線 PGND 腳，能夠減小大功率門極驅(qū)動(dòng)噪聲對(duì)集成電路內(nèi)模擬電路的干擾。 UC3825 推拉式輸出電路的每個(gè)輸出端都可輸出峰值為 2A 的電流。這樣，在故障連續(xù)出現(xiàn)的情況下，輸出就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)間斷期。 在軟啟動(dòng)期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會(huì)立即中止。在軟啟動(dòng)電容放完電后，限流腳電平降到 ，故障鎖存器就不輸出脈沖。當(dāng) 9uA 的內(nèi)部電流源給軟啟動(dòng)腳外接電容充電時(shí)，誤差放大器輸出電壓逐 本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 24 漸升高，直到閉環(huán)調(diào)節(jié)功能開始工作，開關(guān)電源輸出電壓逐漸升高到額定值。 (3) 欠壓鎖定、軟啟動(dòng)以及故障處理： 軟啟 動(dòng)是通過軟啟動(dòng) (SOFT,START)腳的外接電容實(shí)現(xiàn)的。 為了更準(zhǔn)確控制前沿封鎖時(shí)間，可在外部并聯(lián)一個(gè) 2k? (2%)電阻 R。同時(shí)，由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調(diào)制器的斜坡輸入就不需要再經(jīng)過濾波。因?yàn)椴捎昧松仙胤怄i，在脈沖前沿的一定時(shí)間內(nèi)，脈寬調(diào)制比較器不起作用。輸出脈沖的下降沿由脈寬調(diào)制比較器、限流比較器和過流比較器聯(lián)合控制。 為了 限制最大占空比，在振蕩電容放電期間，內(nèi)部時(shí)鐘脈沖對(duì)兩路輸出進(jìn)行封鎖。 在實(shí)際的應(yīng)用中， TR 選為 ? ， TC 選為 2nf，工作頻率為 200kHz。鋸齒波上升沿 的斜率由 TR 、 TC 決定，確定 TR 、 TC 的方法是：首先根據(jù)要求的最大占空比 maxD 、選擇 TR ，再根據(jù)要求的頻率以及 TR 和 maxD 選擇 TC 。若誤差放大電壓越小，比較器輸出的高電平時(shí)間越長(zhǎng)，反之越短。如果在引腳 6和對(duì)地端接一個(gè)電容，這個(gè)充電電流 Ic就對(duì)電容 C 進(jìn)行恒流充電， CT端電壓就會(huì)呈線性的斜坡增加， 震蕩電路 如圖 所示。 (1) 振蕩器： 引腳 5 接芯片內(nèi)部 3V的穩(wěn)定電壓，引腳 6 接芯片內(nèi)部的一個(gè)恒流源。 ) 內(nèi)部電路工作原理 UC3825 由振蕩器、 PWM 比較器、限流比較器、過流比較器、基準(zhǔn)電壓源、故障鎖存器、軟啟動(dòng)電路、欠壓鎖定、 PWM 鎖存器、輸出驅(qū)動(dòng)器等組成。 主要特點(diǎn) 適用于電壓型或電流型開關(guān)電源電路； 實(shí)際開關(guān)頻率可達(dá) 1MHz； 輸出脈沖最大傳輸延遲時(shí)間為 50ns； 具有兩路大電流推拉式輸出 (峰值電流為 2A)； 內(nèi)有寬頻帶誤差信號(hào)放大器； 具有較高的頻率精度并可對(duì)死區(qū)進(jìn)行控制，同時(shí)振蕩器放電電流也可調(diào)； 帶有雙重抑制脈沖和全封閉邏輯； 具有軟啟 動(dòng)控制； 內(nèi)有逐脈沖限流比較器； 具有全周期再啟動(dòng)的封鎖式過流比較器； 啟動(dòng)電流很小 (典型值為 100mA): 欠壓鎖定 16V∕10V(B型 ) 在欠壓鎖定期間，輸出低電平； 可調(diào)整的帶隙基準(zhǔn)電壓； 可調(diào)的上升沿封鎖閥值，可調(diào)低上升沿噪音。因此UC3825 是比較理想的 PWM 控制芯片。其脈寬比較器的輸入端可以用負(fù)載輸出的電壓信號(hào)與誤差放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的 電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。引腳 16 為穩(wěn)定的 。 引腳 11 和引腳 14（ Out A 和 Out B）：這兩腳輸出互補(bǔ)的高低驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)。 引腳 9 (ILIM/SD)：此引腳具有過流保護(hù)的功能，只要將輸出電流反饋至此端，當(dāng)電源輸出短路情況或者輸出電流過大出時(shí)，即一旦超過內(nèi)部設(shè)定值，芯片可以迅速封鎖輸出，讓整個(gè)電路處于關(guān)閉狀態(tài)。 引腳 7（ Ramp）：此腳為斜坡補(bǔ)償端。輸出與震蕩頻率一致的時(shí)鐘信號(hào)。 引腳（ 3E/A Out）：與 INV端構(gòu)成比例積分反饋電路的誤差放大器的輸出端。 引腳 2 (NV)：此腳為與 INV 端行比較的誤差放大器同相輸入端。 高速脈寬調(diào)制器 UC3825 根據(jù)設(shè)計(jì)的要求，我們選用的 PWM 集成控制器為 UC3825。有些控制器 僅有一個(gè)輸出端，而多數(shù)控制器都設(shè)有用觸發(fā)器和 “與 ”門電路組成的相位分離器，用它來將單一 圖 脈寬調(diào)制集成控制器 脈沖變換成交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅(qū)動(dòng)推挽和橋式變換器中的功率開關(guān)管，此時(shí)變換器的工作頻率等于控制器內(nèi)部鋸齒波振蕩器振蕩頻率的一半。電壓型控制器只有電壓反饋控制，可滿足穩(wěn)定電壓的要求，電流型控制器增加了電流反饋控制，除 了穩(wěn)定輸出電壓外，還有以下優(yōu)點(diǎn) : 1. 當(dāng)流過開關(guān)管的電流達(dá)到給定值時(shí)，開關(guān)自動(dòng)關(guān)斷； 2. 自動(dòng)消除工頻輸入電壓經(jīng)整流后的紋波電壓，并開關(guān)電源輸出端 300Hz以下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量； 3. 多臺(tái)開關(guān)電源并聯(lián)工作時(shí)， PWM 開關(guān)控制器具有內(nèi)在的均流能力； 4. 具有更快的負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng) ； 常用的脈寬調(diào)制 (PWM)型集成控制器如圖 所示的幾個(gè)部分組成。 因此，輸出濾波電容為 : ?? ??? ? 22 23202021 33400uF 取以上兩者最大值，并考慮一定裕量，最后取 C= 。該二極管的耐壓為 800V，額定電流為 50A。 (2) 輸出整流二極管的電流 輸出整流二極管流出的電流即為流過輸出濾波電感的電流，所以其有效值為。 輸出整流二極管 : 本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 17 因?yàn)檩敵龆O管工作于高頻狀態(tài) (30kHz)，所以應(yīng)選用快恢復(fù)二極管。 采用全橋整流滿足高壓的要求，高頻濾波電感 fl ，電解電容 ( 5E 、 6E 、 7E )，高頻電容 ( 18C ， 21C )濾除高頻諧波分量，共模電感 ( 2L )，電容 ( 19C 、 20C )，抑制共模分量，電流采樣電阻 3R 、 5R ，輸出二極管 14D ，防止電流反灌。在前面，我們?cè)O(shè)定電 路的工作頻率為 30kHz，計(jì)算得到的最大占空比 maxD =，并且我們假設(shè)初級(jí)電流下降的時(shí)間為 4uS，所以 ： bC =LTTLTD4? = 輸出整流濾波電路 輸出整流濾波電路是通過快恢復(fù)整流二極管的整流和濾波電感及濾波電容將高頻變壓器輸出的高頻交變電壓或電流編程要求的輸出電壓或電流。輸入整流濾波電路的最大輸出電流平均值 : %)201(3 8 0 1 3 7 5 0m a x ?????? mmMm EPI A 此時(shí)， maxD = ， 峰值電流為 33/= 輸入整流濾波電路的最小輸出電流值 : ?minmImmMEP = %)201(380 13750 ???? A 此時(shí)， minD = 峰值電流為 所以，開關(guān)管估算最大電流值為 根據(jù)計(jì)算所得的結(jié)果分析，我們選取三菱電機(jī)公司第三代 IGBT 單管CM60HSA24 作為高壓開關(guān)管，其耐壓為 1200V，電流容許值為 60A。 選用高壓開關(guān) 管： (1) 耐壓 根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)可以查到，全橋功率轉(zhuǎn)換電路高壓開關(guān)管上施加的最高電壓為CEMV =E，對(duì)應(yīng)于最高輸入電網(wǎng)電壓的輸入整流電路的直流輸出電壓 ME : ME = 2%)201(3802m a x ?????inU =640V 考慮各種因素的影響取 50%的裕量 640(l+50%)=960V (2) 開關(guān)電流 在一些參數(shù)尚不知道的情況下，我們需要估算開關(guān)管的電流，以便選擇開關(guān) 本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 16 管和計(jì)算輸出濾波電路。因而需用 ， 因而選用 34 根線徑為 的銅導(dǎo)線絞合而成。 原邊繞組流過的電流為雙向電流，其寬度為 maxONt ，折算到輸出電感電流增量以及勵(lì)磁電流等 三部分組成，前兩者也如副邊平均幅值電流那樣取平均折算電 本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 15 流幅值，即： 6165/????? NINI m A 設(shè)勵(lì)磁電流幅值為折算副邊電流幅值的 8%，即 : 2 ????? mu II A 它是鋸齒形電流，我們將其轉(zhuǎn)換成平均值在疊加到副邊電流上。取電流密度 J=3A/mm2 ，單根導(dǎo)線載流量為 。 (4) 計(jì)算實(shí)際占空比 在輸入電壓最低，輸出電壓最高時(shí)有最大占空比 maxD min1V = 380(120%)=410V min2V = min12 VN ? / 1N = 79410/65= 498V maxD = 4 9 8 2 5m i n2m a x ?????V VVV o rLODo = 在輸入電壓最高，輸出電壓最低的時(shí)候有最小占空比 minD max2V = 2N max1V / 1N = 79640/65= 777V 設(shè)此時(shí) orLOD IV ? = 1V minD = 7 7 7 11 9 5m a x2m in ????V IVV orLODo = 相應(yīng)的導(dǎo)通脈寬 : ?maxONt maxD T/2=?minONt minD T/2= (5) 選擇繞組導(dǎo) 線線徑 取負(fù)載電流為額定負(fù)載電流的 105%，則流過輸出電感的電流平均值為 50120% =， 流過副邊繞組的電流幅值即為流過電感的電流幅值，即為 mI2 =其平均值 aveI2 = 其有效值 2I = 考慮到存在集膚