【正文】 這次特別感謝我的室友，在電腦方面給予我莫大的便利和幫助，大學(xué)的求學(xué)時光給我留下了美好的回憶，它將成為我今后人生旅途的新起點。也感謝 其他 各位任課老師，他們豐厚的知識積累和敬業(yè)精神，給予了我很多的教益。 感謝 李文鑫 老師在我完成畢業(yè) 設(shè)計 的過程中， 在仿真方面 給予我悉心的指導(dǎo)和幫助。這里面有任課老師們傳授的知識結(jié)晶，更有我的論文指導(dǎo)老師的耐心點撥和誠懇建議，正是在王安梅老師不遺余力的幫助下，論文的思路從混亂到清晰，材料從冗雜到精到，語言從瑣碎到凝練，一步步接近成熟。從仿真結(jié)果看，在相同信噪比的條件下， 16QAM的加性白噪聲的功率遠(yuǎn)大于 2DPSK的加性白噪聲的功率，故 16QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)一般工作在大信噪比的環(huán)境下，其誤碼率將很小，也就是說，兩個系統(tǒng)在同等噪聲條件下， 16QAM的抗噪聲性能是相當(dāng)優(yōu)越的。 通過對 16QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)的抗噪聲性能進行分析仿真，得到了 16QAM系統(tǒng)的誤碼率曲線，曲線趨勢與理論曲線基本一致。熟練掌握了 Simulink軟件在通信系統(tǒng)設(shè)計與仿真中的基本步驟與方法。 23 4 總結(jié) 本文重點是研究現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術(shù) QAM的調(diào)制與解調(diào)，基于 Matlab之 Simulink通信仿真軟件，以 16QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)為例進行設(shè)計與仿真，實現(xiàn)了 QAM系統(tǒng)的調(diào)制與解調(diào)，最后與 2DPSK系統(tǒng)進行了比較。在取相同的碼元速率和載波速率的情況下，設(shè)計出2DPSK調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)如 圖 318下所示： 圖 318 2DPSK調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)框圖 22 2DPSK采用的是差分相干解調(diào)的方法，不需要做載波恢復(fù)。 在仿真過程中有許多的因素決定著 16QAM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)的抗噪聲性能，例如濾波器的性能以及它的通頻帶的設(shè)計、抽樣判決的位置、判決門限的設(shè)定和時間延遲等都或大或小的影響著它的結(jié)果。這一延時是通過錯誤率統(tǒng)計模塊實現(xiàn)的，系統(tǒng)總體框圖中 Error Rate Calculation的參數(shù)設(shè)置如下所示： Receive delay: 8 Computation delay: 0 Computation mode: Entire frame 當(dāng)信噪比超過 50dB時 ，系統(tǒng)誤碼率早已為 0，可見這一延時是沒有問題的。 圖 316 M進制 QAM的誤碼率曲線 對 16QAM抗噪聲性能仿真，由圖 316所示的 16QAM誤碼率曲線可以看出，當(dāng)大信噪比（ ? 16dB）時誤碼率為 610? 級，對于個人計算機要計算到如此精度耗時過長，所以，在仿 真過程中將只把精度計算到 510? 級。因此，利用多電平誤碼率的分析方法，可得到 M進制 QAM的誤碼率為： 20 ])(1l o g3[)11(022 nEL Le r f cLP be ??? (31) 式中， ML? ， bE 為 每碼元能量， 0n 為噪聲 單邊功率譜密度。圖 314 和 315 顯示了信道信噪比 SNR 為 10dB 時的 16QAM 信號星座圖和 4/2 判決之前的眼圖。本次仿真經(jīng)并串轉(zhuǎn)換以后便最終實現(xiàn)了 16QAM信號的解調(diào)，其波形如圖 313所示 ： 圖 313 16QAM解調(diào)輸出波形 上圖中，一三兩行為 4/2判決器的輸出，第二行為解調(diào)出的 16QAM最終信號。其中的脈沖序列發(fā)生器用來產(chǎn)生占空比為 的全一序列，而選擇器用來決定在哪一個時候輸出哪一路信號。0z2 這樣兩路二進制信號經(jīng)并串轉(zhuǎn)換后，便完成了 如表 32所示的 映射關(guān)系，也最終實現(xiàn)了 4/2電平的轉(zhuǎn)換。01y。0z 1 ??????????????3y。11y。3y ??????????????3y。10x2。此處三個量化編碼器的參數(shù)設(shè)置如下所示： 量化編碼器 2 Quantization partition: [ 0 ] Quantization codebook: [3 1 1 3] 量化編碼器 3 Quantization partition: [ 0 ] Quantization codebook: [0 0 1 1] 量化編碼器 4 Quantization partition: [ 0 ] Quantization codebook: [0 1 0 1] 假設(shè)上述模塊輸入為 x，輸出分別為為 y、 1z 、 2z ，則它完成的功能是： ??????????????????2x。 4/2 電平判決子系統(tǒng) 如圖 311 所示： 圖 311 4/2電平轉(zhuǎn)換模塊 17 上圖中，對模擬信號做了常數(shù)為 2的增益后，讓其通過了一個量化編碼器，再通過離散采樣以后便得到了標(biāo)準(zhǔn)的 4電平數(shù)字信號。 4/2 電平判決模塊 由于前面采用的是模擬低通濾波器，所以 在 4/2 電平判決之前得到的是一個模擬的 4電平信號。 LPF的參數(shù)設(shè)定如下，輸出波形如 310所示。 本文所采用的解調(diào)器原理為相干解調(diào)法，即已調(diào)信號與載波相乘，送入到低通濾波器，其對應(yīng)原理圖中信號輸入并與載波相乘后通過 LPF的部分，輸 出送到判決器判決 。 圖 39 16QAM的星座圖 QAM 解調(diào)模塊 建模與仿真 系統(tǒng)先前所得的 16QAM調(diào)制信號通過高斯白噪聲信道后便可以解調(diào)了。仿真得到的調(diào)制輸出波形圖如圖 38 所示，星座圖如圖 39 所示： 15 圖 38 16QAM調(diào)制波形 上圖中一三行為并行輸出的兩路四電平信號，二四行為一三行分別與正交載波相乘后所得的兩路信號。由于系統(tǒng)要求載波頻率為 ，所以兩載波信號發(fā)生器的參數(shù)設(shè)置如下所示： twccos ： Amlitude: 1 twcsin ： Amlitude:1 Bias: 0 Bias: 0 Frequency（ rad/sec） :76800*2*pi Frequency(rad/sec)： 76800*2*pi Phase(rad): pi/2 Phase(rad): 0 Sample time： 1/768000 Sample time： 1/768000 對于離散時間信號發(fā)散圖示波器，這里做了一個子系統(tǒng)如圖 37所示： 圖 37 離散時間信號發(fā)散圖示波器 上圖中先將兩路正交的信號和成一個復(fù)信號后，經(jīng)離散采樣加入到了信號發(fā)散圖示波器，就可以得到原始信號的星座圖。觀察各行波形可以得出： 輸入： 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1 0 并行 1： 0 0 0 1 0 0 1 1 1 并行 2： 0 1 0 0 1 1 0 1 0 輸出： 3 1 3 1 1 1 1 3 1 14 比較各行波形可以發(fā)現(xiàn)這個模塊已經(jīng)很好的實現(xiàn)了 2/4電平的轉(zhuǎn)換，這里 4電平信號的碼元傳輸速率已降為 Rb/4。如此一來便可以得到下面的結(jié)果： 當(dāng) ab=00時 輸出： y=2 + 1=3； ab=01時 y=2 + 1=1； ab=10時 y=2 + 1 =1； ab=11時 y=2 + 1 =3； 由 以上關(guān)系式 得出： 在 設(shè)計 2/4電平轉(zhuǎn)換模塊的時候，需要先將輸入信號再 次進行串并轉(zhuǎn)換，然后每路信號做一個簡單的判決，再用一個相加模塊便可實現(xiàn) 2/4電平的轉(zhuǎn)換功能。這里輸入信號為兩路二進制信號，假設(shè)它們是 ab，則在 a=1時讓它輸出一個幅度為 2的信號，當(dāng) a=0時輸出幅度為 2的信號。 2/4電平轉(zhuǎn)換模塊 對于 2/4 電平的轉(zhuǎn)換，其實是將輸入信號的 4 種狀態(tài)（ 00,01,10,11）經(jīng)過編碼以后為相應(yīng)的 4 電平信號。 圖 34 串并轉(zhuǎn)換各路信號圖 12 由圖可以 看 出經(jīng)串并轉(zhuǎn)換之后，并行輸出的每一路碼元傳輸速率降為了原來的一半，這也 是符合理論的 。系統(tǒng)首先將輸入的偽隨機序列分成兩路并將其中的一路直 接按整數(shù)因子 2抽取，然后進行一個單位的延時，這樣便得到了原隨機序列的奇數(shù)碼元；對于另外一路則先進行延遲然后進行采樣便可得到原序列的偶數(shù)碼元 。 本次仿真在信號