【正文】 三 、 電路圖 DAC0800 電路 注：在本實(shí)驗(yàn)中 NRZ 碼從 J606 和 J605 輸出。 由仿真所得的誤碼率曲線圖可以看出，在相同信噪比條件下，采用 BPSK 和 QPSK調(diào)制方式比采用 16QAM 和 32QAM 調(diào)制方式的誤碼率要小，但是當(dāng) M比較大時(shí)，性能不如QAM 調(diào)制方法的好。 由此可見， 16QAM 在性能方面稍好于 64QAM。 16QAM 和 64QAM 仿真結(jié)果與分析 由圖 5，圖 6誤碼率曲線圖可以看出，相同點(diǎn)是在只有高斯白噪聲的情況下， 16QAM和 64QAM 兩種調(diào)制方式隨著信噪比的不斷增大，誤碼率在不斷減小，不同的是在同一信噪比下， 16QAM 的誤碼率明顯比 64QAM 的誤碼率低。尤其是在 QPSK 中，影響更為突出，更為明顯一些。究其原因，主要是隨著信噪比的增加，噪聲功率有所下降，因而誤碼率也隨之下降。 系統(tǒng)仿真結(jié)果 根 據(jù) OFDM 的基本原理，利用 Matlab 編寫的系統(tǒng)仿真程序，仿真參數(shù)設(shè)置為：每信噪比條件下傳輸 1 000 個(gè) OFDM 符號，共有 64 個(gè)子波， FFT／ IFKT 點(diǎn)數(shù)為 64，循環(huán)前綴長度為 3μs ，基帶調(diào)制模塊選擇為 MPSK 或者 MQAM 方式，多普勒頻移為 200 Hz，通過小尺度衰落信道模型進(jìn)行仿真。矩形 QAM 包括 4QAM， 16QAM 以及 64QAM 等，因此每個(gè)星座點(diǎn)分別所對應(yīng)的比特?cái)?shù)量為 2， 4， 6。矩形 QAM 信號星座具有容易產(chǎn)生的獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)。 短波通信中可以采用 MPSK， MQAM 的調(diào)制方式。 調(diào)制模式 可以通過改變發(fā)射的射頻信號幅度、相位和頻率來調(diào)制信號。因此在子載波數(shù)目的 選擇上要綜合考慮傳遞信息的有效性和可行性?？傊?，選擇有用符號的持續(xù)時(shí)間，必須以保證信道的穩(wěn)定為前提。 有用符號持續(xù)時(shí)間 有用符號持續(xù)時(shí)間 T對子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持?jǐn)?shù)據(jù)的吞吐量，子載波數(shù)目和 FFT 的 長度要有相對較大的數(shù)量，這樣就導(dǎo)致了有用符號持續(xù)時(shí)間的增大。 在確定了符號周期和保護(hù)間隔之后，子載波的數(shù)量可以直接利用 3 dB 帶寬除以子載波間隔 (即去掉保護(hù)間隔后的符號周期的倒數(shù) )得到或者可以利用所要求的比特速率除以每個(gè)子信道的比特速率來確定子載波的數(shù)量。但是符號周期長度又不可能任意大，否則 OFDM 系統(tǒng)中包括更多的子載波數(shù)，從而導(dǎo)致子載波間隔相應(yīng)減少，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度增加，而且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時(shí)使系統(tǒng)對頻率偏差更加敏感 。一旦確定了保護(hù)間隔，則 OFDM符號周期長度就可以確定。通常來講 (如前所述 )，首先要確定三個(gè)參數(shù)：帶寬、比特率以及保護(hù)間隔。在 OFDM 符號內(nèi)加入循環(huán)前綴可以保證在一個(gè) FFT 周期內(nèi)， OFDM 符號的時(shí)延副本內(nèi)所包含的波形周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)，這樣，時(shí)延小于保護(hù)間隔 Tg 的時(shí)延信號就不會(huì)在解調(diào)過程中產(chǎn)生信道間干擾 ICI。在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng) OFDM 符號送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后進(jìn)入信道進(jìn)行傳送。 循環(huán)前綴 (CP) 為了消除由于多徑傳播造成的信道間干擾 ICI，一種有效方法是將原來寬度為 T的OFDM 符號進(jìn)行周期擴(kuò)展，用擴(kuò)展信號來填充保護(hù)間隔。因此， OFDM 接收機(jī)所看到的僅僅是存在某些相位偏 移的、多個(gè)單純連續(xù)正弦波形的疊加信號，而且這種疊加也不會(huì)破壞子載波之間的正交性。在 OFDM 系統(tǒng)中，為了最大限度地消除符號間干擾，可以在每個(gè) OFDM 符號之間插入保護(hù)間隔，而且該保護(hù)間隔的長度 Tg 一般要大于無線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號的多徑分量就不會(huì)對下一個(gè)符號造成干擾。采用 OFDM 技術(shù)的最主要原因之一是它可以有效地對抗多徑時(shí)延擴(kuò)展 。該信號經(jīng)過信道后，接收到的信號 r(t)經(jīng)過模／數(shù)變換，去掉保護(hù)間隔，以恢復(fù)子載波之間的正交性，再經(jīng)過串／并變換和 DFT 或 FFT 后，恢復(fù)出 OFDM的調(diào)制信號，再經(jīng)過并／串變換后還原出輸入符號。 OFDM 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)模型 利用離散反傅里葉變換 (IDFT)或快速反傅里葉變換 (IFFT)實(shí)現(xiàn)的 OFDM 系統(tǒng)，如圖 2所示。經(jīng) A／ D 轉(zhuǎn)換，串并轉(zhuǎn)換后的信號可表示為： yGI(n)=xGI(n)*h(n)+z(n)+w(n) (3) 然后，在除去 CP 后進(jìn)行 FFT 解調(diào)，同時(shí)進(jìn)行信道估計(jì) (依據(jù)插入的導(dǎo)頻信號 )，接著將信道估計(jì)值和 FFT 解調(diào)值一同送入檢測器進(jìn)行相干檢測，檢測出每個(gè)子載波上的信息符號，最后通過反映射及信道譯碼恢復(fù)出原始比特流。加保護(hù)間隔后的信號可表示為式 (2)，最后信號經(jīng)并／串變換及 D／ A轉(zhuǎn)換，由發(fā)送天線發(fā)送出去。插入導(dǎo)頻信號后經(jīng)快速傅里葉反變換 (IFFT)對每個(gè) OFDM 符號的 N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，變成時(shí)域信號為： （ 1） 式中： m 為頻域上的離散點(diǎn)； n為時(shí)域上的離散點(diǎn)； N為載波數(shù)目。 OFDM 的基本思想是將串行數(shù)據(jù)，并行地調(diào)制在多個(gè)正交的子載波上，這樣可以降低每個(gè)子載波的碼元速率，增大碼元的符號周期，提高系統(tǒng)的抗衰落和干擾能力，同時(shí)由于每個(gè)子載波的正交性，大大提高了頻譜的利用率，所以非常適合移動(dòng)場合中的高速傳輸。 圖 12 誤碼率曲線圖 圖 12較為接近地反映了誤碼率與 Eb/No的關(guān)系 。而采用格雷碼主要目的是當(dāng)信噪比較大時(shí)，也就是系統(tǒng)的誤碼率比較低的情況下，當(dāng)出現(xiàn)一個(gè)符號錯(cuò)誤的情況下，往往只是這個(gè)符號中的一個(gè) bit 位出現(xiàn)了誤碼，因此這個(gè)情況下誤碼率和誤 bit 率是 4： 1，這一特性在后邊的誤碼率計(jì)算的過程中會(huì)有應(yīng)用。Bit error probability curve for 16QAM modulation39。Bit Error Rate39。Eb/No, dB39。)。, 39。 legend(39。LineWidth39。ms39。 hold on。LineWidth39。bs39。 end theoryBer = (1/k)*3/2*erfc(sqrt(k**(10.^(EbNo/10))))。,prod(size(z)),1)。)。 z = de2bi(zsym,39。 yrx = ynoisy。measured39。 for i=1:length(EbNo) snr =(i1)* + 10*log10(k)。 ytx = y。)。,39。 x = randint(n,1)。 k = log2(M)。 16QAM 系統(tǒng)的正確判決概率是 式中， 4P 是 4 元 PAM 的錯(cuò)誤概率，在等效QAM 系統(tǒng)的每一個(gè)正交信號中， 4 元 PAM 具有一半的平均功率，通過適當(dāng)?shù)男薷?4 元PAM 的錯(cuò)誤概率，可以得到 )153()411(24 sSNRQP ?? 其中 sSNR 是平均符號 SNR。 誤碼率曲線 對于 16QAM 信號星座圖等效為在兩個(gè)正交載波上的兩個(gè) PAM 信號，其中每一個(gè)具有4個(gè)信號點(diǎn)。 y(1:2:length(y))=temp1。 temp2(find(xx2==3)*21)=1。 temp2(find(xx2==1)*21)=1。 %將 x2路信號按格雷碼規(guī)則還原成 0、 1 信號 temp2=zeros(1,length(xx2)*2)。 temp1(find(xx1==1)*2)=1。 temp1(find(xx1==1)*2)=1。 xx2(find(x22))=3。 xx2(find((x2=2)amp。 xx2(find((x22)amp。 xx1(find(x12))=3。 xx1(find((x1=2)amp。 xx1(find((x12)amp。判決后得到的數(shù)據(jù)再按照 格雷碼的規(guī)則還原成 0、 1 信號，最終將兩路 0、 1 信號合成一路 0、 1 信號，用來同最初的信號一起決定誤碼率。 判決解調(diào) 經(jīng)過前邊的匹配濾波器解調(diào)或者稱為相關(guān)解調(diào)產(chǎn)生了一組向量，在這里就是一個(gè)一維的向量，根據(jù)最大后驗(yàn)概率（ MAP）準(zhǔn)則（由于各個(gè)信號的先驗(yàn)概率相等，所以頁可以認(rèn)為是最大似然準(zhǔn)則），得到了最小距離檢測。從匹配濾波器出來時(shí)，首先要剔除卷積過程中冗余的點(diǎn)，接著抽取現(xiàn)在信號中的第 1個(gè)，第 9 個(gè)，??，第 8 k＋ 1 個(gè)點(diǎn)，源代碼如下： function [y1,y2]=pick_sig(x1,x2,ratio) y1=x1(ratio*3*2+1:ratio:length(x1))。源代碼同平方根升余弦濾波器的源代碼相同。 接收端的 “ 匹配濾波 ” 是針對發(fā)射端的成形濾波而言，與成形濾波相匹配實(shí)現(xiàn)了數(shù)字通信系統(tǒng)的最佳接收。 具體到這個(gè)通信系統(tǒng)中，由于信號的時(shí)域響應(yīng)為 )()()()( 00 tThthTtS ???? ? 其中 )(0th 是平方根升余弦濾波器的沖激響應(yīng)。在這里利用 Schwartz 不等式求解，最