【正文】 圖 211 500Hz5kHz方波振蕩器 圖 212 改進型 500Hz5kHz方波振蕩器 圖 2。 圖 212示出了如何改進圖 211。 圖 211示出了如何設計一個實用的 500Hz5kHz的方波發(fā)生器。 圖 210方波振蕩器 在輸出端可得到對稱的方波， Cl兩端可得到非線性三角波。運放輸出可在正負飽和壓降之間選擇。 2. 5方波發(fā)生器 運放組成由圖 210所示的張弛振蕩形式時，就能產生方波。 雙 T網絡能構成一個很好的固定頻率的振蕩器。要使電路起振，首先調節(jié) R5使之對地阻值最大，再調節(jié) R4使振蕩僅能維持 。 這里 D1通過 R5電位器提供一反饋信號。實際上調節(jié) R4在臨界狀態(tài)時，正弦波具有小于 1％ 的失真。 因為反相運放在輸入輸出之間有 180?相移， 所以在運放輸人端總相移為 0?。 當網絡稍不平衡時，改變 R4網絡在 f0處有最小輸出。 雙 T網絡由 R1R2R3R4和 C1C2C3構成 。 圖 27 15Hz— 15kHz三檔量程十進位文氏橋 式振蕩器 T振蕩器 另一種設計正弦波振蕩器的方法是在一反相運放的輸入輸出之間接入一個雙 T網絡。注意，有效工作頻率受運放的壓擺率限制，上限頻率，當用 LM741時大約為 25kHz。圖 27為一個具有三個 10倍開關檔的，頻率范圍在 15H15kHz內可調的文氏振蕩器。 圖 25 用二極管穩(wěn)幅的文氏橋式 振蕩器 圖 26 用齊納二極管穩(wěn)幅的文氏橋式振蕩器 文氏橋式振蕩器的頻率范圍也可以通過改變 C1和 C2的值來調節(jié)。 在圖 26中齊納二極管采用雙向聯接，導通電壓可達 56V，所以輸出峰 峰值大約為 12V。每個電路的最大峰 峰值 輸出約為穩(wěn)壓二級管擊穿電壓的兩倍。當每個半波接近峰值時，其中之一的二極管開始導通，減小電路增益，自動穩(wěn)定輸出信號的幅度。如圖 25或 26所示，利 用二極管或齊納二極管（即穩(wěn)壓二極管）的導電性來進行自動增益控制。 圖 24 用燈泡穩(wěn)幅的文氏橋式振蕩器 熱敏電阻穩(wěn)幅電路的缺點是，應 用于頻率可變情況下，當調節(jié)控制頻率電位器時，輸出幅度將抖動不穩(wěn)。這個電路還示出了用雙聯可變電位器來改變文氏橋式網絡，從而構成一個頻率可以在 150Hz1. 5kHz之間變化的振蕩器。 圖 23 用熱敏電阻穩(wěn)幅的 1kHz文氏橋式振蕩器 熱敏電阻穩(wěn)幅的另一種方法如圖 24所示．在這種情況下，低電流的燈被用作具有正溫度系數的熱敏電阻，放在增益限定網絡的低電位（接地）端。該電阻的阻值需為 R3的 3倍，以使得反饋增益為 3,將反饋增益和頻率網絡的 0. 33增益相乘，總增益為 1。輸出振幅被具有負溫度 系數 (NTC)的熱敏電阻 RT和 R3所組成的增益限定反饋網絡穩(wěn)定。圖 23至圖 27列出了幾種實際使用的，具有自動穩(wěn)幅功能的文氏橋式振蕩器 。 圖 22基本文氏橋式正弦波振蕩器 運放對溫度變化輸入電壓波動以及其它情況很敏感，這些電壓波動通過 R3R4將引起輸出電壓變化，以至引起電壓增益變化。 f0可以通過下面的公式來計算： f0=1/2πRC 由于文氏網絡接在放大器輸出端和同相輸入端之間，當整個增益為 ，在 f0處總相移為 0?,因此運放必須通過 R3R4反饋網絡提供增益 3，這樣才滿足正弦波振蕩器的基本條件 。到＋ 90176。通常，文氏橋是平衡的，所以 R1 =R2=R,C1=C2=C。 圖 21 要求輸入輸出間的相移為 0，全部增 益為 1的穩(wěn)定的正弦波振蕩器框圖 圖 22表示了文氏橋式正弦波振蕩器的實際構成方法。如果整個增益小于 1，則電路不能振蕩。 為了獲得最佳正弦波，當網絡增益在振蕩頻率處提供單位增益時，頻率選擇網絡整個相位移為零。上述兩條原則是在純理論的基礎上必須要滿足的，同時，我們根據實際的考慮，再添上第三條一般原則，即： 在每個實際的振蕩器中，環(huán)路增益 都略大于 1，并且振蕩幅度由非線性特性來限制。環(huán)路增益正好為 1的振蕩器，實際上是一個根本不能實現的理想裝置 。這種非線性的出現，就限制了振蕩的幅度，這是所有實際振蕩器工作的基本特征，正如以下討論所表明的那樣：條件 |FA|=1并不是給出 |FA|的可取值范圍而是給出一個單一的精確值。其實，只是在不受放大器中有源器件的非線性的限制時，振幅的增大才能繼續(xù)下去。現在假定 |FA|大于 1，那么，最初出現在輸 入 端的信號，例如是 1V，在繞回路一周又回到輸入端時，其幅值將大于 1V,然后 這個較大的電壓又會以更大的電壓再出現于輸入端，如此循環(huán)往復。 若干實際的考慮參看圖 12可以看出，如果 |FA|在振蕩頗率處正好為 1，那么將反饋信號接到輸入 端，再除去外部信號源將不會造成任何影響 。上述原則與反饋公式 Af=A/(1+FA)是一致的。 環(huán)路增益為 1,即 FA=1這個條件叫做巴克豪森判據 。顯然還必須滿足另一個條件，即 Xi和 Xf’的幅度必須相等。 附帶說明一下，滿足上述條件的頻率可能不止一個，這并不是不可理解的在這種偶然情況下，有可能在幾個頻率處同時振蕩，或在所允許的幾個頻率中某一頻率處出現振蕩 。更簡單地說，正弦振蕩器的頻率取決于環(huán)路增益的相移為零這一條件 。 對正弦波而言，條件 Xf’ =Xi等同于 Xi和 Xf’，的幅度、相位和頻率都完全一樣的條件。 巴克豪森判據 :在以下關于振蕩器的討論中我們假定 ，整個電路工作在線性 狀 態(tài)，并且放大器或反饋網絡或它們兩者是含有電抗元件的 。當然要注意， Xf’=Xi這種說法意味著 X’f,和Xi的瞬時值在所有時刻都完全相等。反饋網絡的輸出為 Xf =FX0=AFXi,混合電路（現在就是一個反相器）的輸出為 Xf’＝ Xf =AFXi 由圖 1，環(huán)路增益為 環(huán)路增益 =Xf’/Xi=Xf/Xi=FA 圖 11 尚未連成閉環(huán)的增益為 A的放大器和反饋網絡 F 假定恰好將信號 Xf’ ，調整到完全等于外加的輸入信號 Xi。 圖 11表示了放大器、反饋網絡和輸入混合電路尚未連成閉環(huán)的情況。 at that point, (the input voltage falls to a value equal to 80 mV) the output regenerative switches back to the positive saturation level. The switching levels can be altered by changing the R1 value Fig 224 Schmitt trigger prevents output oscillations caused by triggering off a slow sinewave. 波形發(fā)生器 1. 正弦振蕩器基本原理 許多不同組態(tài)的電路，即使在沒有輸人信號激勵的情況下，也能輸出一個基本上是正弦形的輸出波形。s output will then switch regenerative to a negative saturation level of 8 volts, thereby feeding a reference voltage of 80 mV39。 that switches the output to a stable positive saturation state until S1 is closed again. Figure 223 shows how Fig 222 can be modified for operation from a singleended power supply. Fig. 222 Bistable with simple manual triggering, Fig. 223 Single supply bistable. Finally, Fig, 224 shows how to connect an opamp as a Schmitt trigger, which can be used to convert a sine wave into a square wave. Suppose, initially, that the opamp39。s driven from the output of IC1 via voltage divider R2–R3 The squarewave output of IC2 switches alternately between positive and negative saturation levels. Suppose, initially, that the output of IC1 is positive, and that the output of IC2 has just switched to positive saturation. The inverting input of IC1 is at virtual ground, so a current IR1 equals＋ VAST／ R1. Because R1 and C1 are in series, IR1 and IC1 are equal. Yet. in order to maintain a constant current through a capacitor, the voltage across that capacitor must change linearly at a constant rate, A linear voltage ramp therefore appears across C1, causing the output of IC1 to start to swing down linearly at a rate of 1/C1 volts per second. That output is fed via the R2R3 divider to the noninverting input of IC2. Consequently, the output of IC1 swings linearly to a negative value until the R2 –R3 junction voltage falls to zero volts (ground), at which point IC2 enters a regenerative switching phase where its output abruptly goes to the negative saturation level. That reverses the in puts of IC1 and IC2 so IC1 output starts to rise linearly until it reaches a positive value that causes the R2R3 junction voltage to reach the zerovolt reference value, which initiates another switching action. The peaktopeak amplitude of the linear triangularwaveform is controlled by the R2 –R3 ratio. The frequency can be altered by changing either the ratios of R2R3 the values of R1 or C1 or by feeding R1 from the output of IC2 through a voltage divider rather than directly from opamp IC2 output. In Fig. 210, the current input to C1 (obtained from R3R4) can be varied, over a 10: 1 range via R1, enabling the frequency to be varied from 100 Hz to 1kHz。 2Hz20Hz, 20Hz200Hz, 200Hz2kHz, and 2 kHz20 kHz, respectively. Fig. 213 Four decade 2 Hz~20 kHz square wave generator. Variable dutycycle In Fig. 210, C1 alternately charges and discharges via R1, and the circuit generates a symmetrical squarewave output. That circuit can be modified to give a variable dutycycle output by providing d with alternate charge and discharge paths. In Fig. 214, the duty cycle of the output waveform is fully variable fr