【正文】 （ 2） 分析了 Boost_flyback 變換器的電路拓撲的工作模式和工作流程，重點分析工作原理，對這種拓撲有很好的認識和學習，可以更好的應用到實際項目和科學研究中 。該控制器采用雙閉環(huán)控制，分別在每個模式設計。完全滿足本文的設計要求。從 輸出電壓的輸出波形 ， 可以清楚的看出閉環(huán)控制能夠很好的控制輸出，在較短的時間內調整到目標的輸出值。 29 圖 4210 2Hz 的變化輸入電壓，輸出電壓的波形 圖 4211 4Hz 的變化輸入電壓，輸出電壓的波形 從上圖的曲線可以看出，閉環(huán)控制完全滿足對控 制的要求，針對輸入的電壓的變化，變換器會有很好的響應來達到輸出的要求，再一次 驗證 變換器滿足本文的參數(shù)要求，穩(wěn)定輸出 400V。輸出是通過反激變換器和 Boost 變換器輸出串 聯(lián)。本次 PSIM 仿真中設置仿真時長 (Total Time)為 ，步長 (Time Step)為 5* 108s。 仿真輸出結果及分析 仿真主電路 主電路硬件仿真系統(tǒng)的，設計參數(shù)參照第二章和第三章，仿真包括頻域和時域仿真。 Saber 仿真軟件是一個功能非常強大的電路仿真軟件，尤其適合應用在開關電源領域的時域和頻域仿真。因 此，一個良好的，專業(yè)的電源設計軟件不僅在電源產品，它是從事設計及電源技術的設計開發(fā)必要的工具。在 PSIM 模型中有一定量的特殊電源設備和電力電子器件，并提供了高精度的電路仿真模型庫中，為了有效地解決該變壓器模型的設計的問題。 PSIM 可以分析包括模擬電路，數(shù)字電路和混合電路。 PSIM 是電力電子和軟件仿真應用程序包的電機控制領域的領域的發(fā)展趨勢。 第 4 章主電路的仿真及結果分析 24 第 4 章 主電路的仿真及結果分析 PSIM 電力電子仿真軟件 PSIM 全稱 Power Simulation，是美國 Powersim 公司開發(fā) 的一款針對電力電子與電動機仿真的軟件，在歐美和日本廣為使用。奠定了成功完成時域仿真的下一章節(jié)的理論基礎和原理性的論證。 =,Ki=,KD= 圖 37 試湊仿真圖 (e) 根據(jù)公式我們可以進一步優(yōu)化波形，所以減小 KD 的值，當 KD=,進一步仿真圖如下： 第 3 章 電路參數(shù)計算及控制器設計 22 =,Ki=,KD= 圖 38 試湊仿真圖 (f) 試湊數(shù)據(jù)總結： 表 31 PID 試湊調試選擇的數(shù)據(jù) 調節(jié)規(guī)律 整定參數(shù)結果 Kp Ki KD P PI PID 基于邊界整定法的經驗公式 ： 圖 39 試湊法公式參考 注：不一定嚴格按照此規(guī)律根據(jù)實際情況調節(jié)，達到最優(yōu)為目的。再次仿真。曲線繞大灣漂浮，比例的度盤往小調。因此可以用穩(wěn)定邊界法來整定 PID 參數(shù)，以獲得理想的系統(tǒng)性能。初始參數(shù)的意義即 相當于沒有 PID 調節(jié)器的校正前系統(tǒng)。 19 具體步驟： 1） 在仿真軟件 PSIM 下搭建控制框圖如下 : 圖 32 仿真控制電路框圖 2）設置 PID 參數(shù)名稱其仿真環(huán)境參數(shù) 在彈出的對話框 中填入相應的變量名，比如 P,i 3)在仿真環(huán)境設置中將“ Stop Time”隨機調節(jié)，因為一開始不知道穩(wěn)定時間所以設的長一點。 按照穩(wěn)定邊界法經驗公式表以及對應的調節(jié)器類型整定相應的 PID 參數(shù)，然后再進行仿真校驗和微調。一注意看二頻繁調多做分析，調節(jié)的波形質量不會低的。曲線波動其周期很長，可以把積分時間再加長一些。先比例然后積分，最終再把微分添。但也不是絕對的在低頻段的仿真需要驗證 KD,有可能可以有更好的結果。在試湊時 ,一般根據(jù)以上參數(shù)對控制過程的影響趨勢 ,對參數(shù)實行先進行比例調節(jié)、后積分修正、再微分調整的實施步驟來進行試湊整 定。 一般情況下 ,KP 作為比例系數(shù)的增大會加快響應速的度 ,對降低靜差有很大的好處。閉環(huán)控制系統(tǒng)的例子很多。 根據(jù)設計要求采用試湊法或穩(wěn)定邊界法整定兩個 PI 控制器的參數(shù)，使系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下快速性好、超調量小，并對整個系統(tǒng)進行仿真。3，峰值檢測誤差，峰值電壓的閉環(huán)控制系統(tǒng)以上 。2，平均電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)，具有較強的抗干擾能力 。 閉環(huán)控制系統(tǒng)是最常用的峰值電流閉環(huán)控制系統(tǒng)和平均電流閉環(huán)控制系統(tǒng)。由于開關頻率很高，選擇肖特基二極管， ST 公司的 10A，最大反向重復電壓為100V，滿足設計要求。 在功率變換效率最高時，C1 和 C2 的輸出電壓時相同的，流過的電流也是相同的，故選擇電容值時兩個電容規(guī)第 3 章 電路參數(shù)計算及控制器設計 16 格選取一致。 本電路采用的是 RC 濾波，需要滿足： （ 3~5） RC=T/2；這里取 4RC=T/2。將 D=， Vin=20V 代入 Boost 的輸入輸出電壓公式 : )1/( DVV inout ?? (311) VDVV inou t 201 ????? (312) 計算得到 Boost 的輸出電壓為 66V， 留出裕量，則設 MOS 管兩端最大電壓為 100V。 MOS 管參數(shù)設計 當開關管導通的時候，流過 MOS 管的電流等于電源的輸入電流減去二極管 D1 的電流。以達到任務要求的標準。通過對用戶提出的性能分析，進行 Boost_Flyback 電力變換器的電路拓撲結構的分析，確定了以 Boost_Flyback 拓撲作為系統(tǒng)的主電路。 ()t? 代表開通時間 比例 。 Boost DCDC變換器結構圖見圖 22。升壓轉換器單元的電流共享特性已被來自用于解析表達式穩(wěn)態(tài)運行。在第 2 章 Boostflyback 變換器 12 里面，一個非線性大信號模型實際的開關元件可以得到。 C1C2R1D C 圖 216[t2,t3] Boost DCDC 變換器模型 從本質上來說， Boost 變換器在電感充電的過程中，同 Boost 變換器開通過程一樣。 C2R1D CC1 圖 215 [t1,t2] 階段 3 [t2， t3] 該階段，電感副邊電壓不足驅動二極管導通， D1二極管關斷，電感中的能量和電源繼續(xù)經 D2電路向負載供電，直至 S重新導通。輸出電容存儲的能量供電給負載 (S導通 ， D D2關斷 )。零電流導通晶體管，二極管輸出整流并且零電流關斷。臨界連續(xù)時，在晶體管關斷瞬時，次級電流剛好下降到零。 根據(jù)波形圖，可以把電路的一個工作周期分為 4 個模態(tài)。拓撲也非常簡潔，功率的密度不高，成本也大大降低。 BFC 中， D1 相當 于 Flyback 變換器的輸出二極管，D1 相當于 Boost 變換器的輸出二極管，與反激變換器類似，通過改變變壓器匝比可以提高輸出電壓增益， D1 實現(xiàn)了主開關管的電壓鉗位，同時將變壓器漏感能量傳輸?shù)搅溯敵鰝?。?2 章 Boostflyback 變換器 8 第 2 章 Boostflyback 變換器 變換器拓撲結構與工作過程 拓補結構及其工作原理 圖 211 拓補結構 Boostflyback 升壓變換器在功率開關管和功率二極管兩端的電壓較低，而且電壓增益比較高， Boostflyback 升壓轉換器的耦合電感 使得 電路輸出端得到更高的電壓輸出；輸出側的電容可以斷開緩沖器，抑制電壓峰值；低額定電壓的功率開關是用來減少輸送損耗。 第二章首先介紹了 Boostflyback 變換器的工作原理。該變換器 Flyback 變換器變壓器原邊電感和 Boost 變換器電感共用， Flyback 變第 1 章 緒論 7 換器的開關管和 Boost 變換器開關管共用， Flyback 變換器的輸出和 Boost 變換器的輸出串聯(lián)，變壓器漏感能量能夠回饋到 Boost 變換器的輸出，從而獲得高增益高效率特性。轉換變壓器在電流連續(xù)模式下工作時 ,有較大的直流分量 ,容易使磁芯飽和 ,所以必須在磁路中加入氣隙 ,磁 力線在氣隙附近會有散磁通，也就是漏磁，這部分散磁通會切割鄰近的導線，從而改變了鄰近導線的鄰近效應，使得磁場分布發(fā)生改變，從而影響漏感，而且氣隙也對漏感的影響較大。其有兩種工作方式：一種轉換方式就是完全能量，即電感斷續(xù)電流工 作的狀態(tài)；另一種轉換方式是不完全能量，即電感連續(xù)電流工作狀態(tài)。所以，在電路中必須解決此問題，最簡單有效的方式是加上 RC 緩沖電路，但 RC 緩沖電路不能根本解決電路的開關損耗。 CRLD CLD 1S 圖 14 傳統(tǒng) Boost 拓撲圖 傳統(tǒng)的 Boost 變換器的研究缺陷 和如何改良 ： 開通期間，二極管的反向恢復電流易使開關管通過浪涌電流，導致開通損耗并成為 EMI 源。 Boost電路的優(yōu)點是可以是輸入電流連續(xù)，并且在整個輸入電壓的正弦周期都可以調制，因第 1 章 緒論 5 此可以獲得 很高的功率因數(shù)，該電路的 電感 電流 即為輸入電流，因而容易調節(jié)，同時開關管驅動信號與輸出共地，驅動簡單，此外輸入電流連續(xù)，開關管的電流峰值較小，因此對輸入電壓變化適應強。隨后，多繞組耦合電感高增益變換器被提出，進一步擴大了電壓增益。隨后，在 Boost反激變換器的基 礎上，圖 (右 )所示的 Boost全波整流變換器被提出，改進了半波整流結構在電壓增益、輸出二極管電壓應力等方面的不足。與隔離型拓撲相似，增加耦合電感原副邊繞組匝比 n，即可獲得較大的電壓增益，按照輸出側濾波電容的連接方式的不同，耦合電感高增益直流變換器可以分為輸出側多電容結構耦合電感高增益直流變換器以及輸出側單電容結構耦合電感高增益直流變換器。 (B): 開關電容型 Boost 變換器當開關管當 S 開通時，電容 C2 被充電， C C3 對負載釋放能量；開關管 S 關斷，電容 C2 釋放能量 C1 與 C3 被充電。根據(jù)儲能元件的不同，可分為基本的開關 電感升壓變換器與開關電容升壓變換器， 圖 (a)、 (b)分別為對應的拓撲結構。但是孰能電感在 Boost 升壓電路中起著極為關鍵的作用，一般而言，其電感值越大，匝數(shù)越多，阻抗就越大，這樣就會容易引起電感飽和，發(fā)熱量增加，嚴重威脅產品的壽命。鉆研利用光伏并網來發(fā)電的技術對延緩能源枯竭、促進生態(tài)環(huán)境和維持經濟的可持續(xù)運轉與發(fā)展具有重大理論和現(xiàn)實意義。相信隨著光伏發(fā)電在中國的普及和推廣應用，光伏發(fā)電系統(tǒng)的優(yōu)化設計問題越來越受到社會的重視。許多學者為了解決 這種新能源發(fā)電的高增益直流變換器出現(xiàn)的問題，提出了多種解決方案訓。 對基于串聯(lián)技術的直流變換器不同的工作模式進行了仿真調試，測試了在不同條 件下的輸出電壓、電流波形。經典 Boost 變換器要實現(xiàn)高電壓增益需寬占空比導通，然而寬占空比導通、高壓輸出下二極管反向恢復會造成嚴重的開關損耗及電磁干擾等問題；高匝比的反激變換器可以實現(xiàn)高電壓增益，但在低壓輸入高壓輸出的場合原邊匝數(shù)少，漏感大，需箝位電路限制開關器件電壓應力， 能量不能高效地傳輸。 主要研究內容如下：闡述了 FlybackBoost 非隔離型高增益直流變換器工作原理，并在此基礎上給出了各個元 器件的參數(shù)設計，對比傳統(tǒng) Boost 直流變換器的優(yōu)缺點，保留了傳統(tǒng) Flyback 變換器器件數(shù)目少、電路結構簡單的優(yōu)點，同時又具有電壓增益和效率高的特點，確定了基于串聯(lián)技術直流變換器總體設計方案。通過分析仿真結果，驗證了該變換器的可行性，實現(xiàn)了高升壓比和低紋波輸出。研究和實踐表明 ,直接由太陽輻射到地球上的能量非常豐富，分布廣泛，可以再生，而且不污染環(huán)境，每 40 秒鐘就有相當于 210 億桶石油的能量，相當于全球一天所消耗的能源，所以太陽能是國際社會公認的不可再生能源的理想替代源。最為清潔的可再生資源太陽能，具有非常大的優(yōu)勢和豐富的開發(fā)利用底蘊。一般來說光伏陣列電池的輸出電壓比較小，必須經過DCDC 升壓電路才能符合后級并網逆變器母線的標準。同時受到開關管電壓應力 、變換效率等因素，限制了電路體積的進一步減小 ，同時分布參數(shù)也制約了其效率的提高的限制；后者電路簡單 ,能高效提供直流多路輸出必須符合輸出多組的要求，轉換效率比較高 ,損失相對較小，比值較小的變壓器匝數(shù)，輸入電壓可以很大的范圍內波動 ,仍可有比較穩(wěn)定的輸出 ,目前已可在 85~265V 交流輸入 間 .實現(xiàn)無需切換達到非常的穩(wěn)定輸出。 (A): 開關電感 Boost 變換器當開關管 S 開通時，兩個電感 L 并聯(lián)被輸入電源 Vi充電，而當開關管 S 關斷時，兩個電感 L L2 串聯(lián)對負載釋放能量。該變換器有如下優(yōu)點： (1) 電壓應力較低的變換器的功率開關管； (2) 承受較小的反向電壓的輸出側二極管； (3) 比 Boost 的電壓增益變換器高兩倍； (4) 輸出側很多電容間具有自均壓的能力。 (A): 輸出側多電容結構 耦合電感高增益直流變換器將 Boost 變換器的濾波電感作為耦合電感的原邊繞組，再將副邊繞組整流輸出并與 Boost 輸出電容串聯(lián)，可以得到輸出側多電容結構耦合電感高增益直流變換器拓撲族。輸出側多電容結構耦合電感高增益直流變換器具有以下優(yōu)點： (1) 開關管電壓應力較低