【正文】 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2. 量化信噪比 S/Nq 1) 信號功率 S S的計(jì)算是在一定的假設(shè)條件下進(jìn)行的。 由式 (233)可以看出 : 為了防止過載， σfs要選得大一些，但是 σ不能選得太大，否則一般量化噪聲會增大，因此，只要讓 fs適當(dāng)大一些就可以， fs太大就會使碼元速率增大，會帶來信號帶寬增大、信道利用率降低等一系列的問題。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2) 過載量化噪聲 過載量化噪聲發(fā)生在信號 f(t)變化比較陡峭 (斜率比較大 )的時候，這時斜升波形 f0(t) 跟不上信號波形 f(t)的變化，出現(xiàn)的量化誤差要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于 177。 圖 224 增量調(diào)制的解碼原理框圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 增量調(diào)制的量化噪聲 在圖 223和圖 224所示的增量調(diào)制編碼系統(tǒng)和解碼系統(tǒng)圖中，如果信道的噪聲足夠小，以至不造成誤碼，那么接收端積分器的輸入與發(fā)送端的輸出完全相同，此時，系統(tǒng)的輸出信號將與輸入的模擬信號有最好的近似 (因?yàn)榱炕肼暼匀淮嬖?)。圖 223中只畫出了主要的電路部分，實(shí)際應(yīng)用中的方框圖要復(fù)雜得多。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 222 簡單增量調(diào)制的波形示意圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 編碼規(guī)則：當(dāng)前一個樣值大于、等于前一個譯碼樣值時，編“ 1”碼；當(dāng)前一個樣值小于前一個譯碼樣值時，編“ 0”碼。 1. 增量調(diào)制原理 某一模擬信號 f(t)，我們可以用時間間隔為 Δt，幅度間隔為 177。就是說，在 DPCM的原理框圖中，如果是用一位二進(jìn)制碼表示信號幅度的增減，就變成了增量調(diào)制。為了進(jìn)一步有效地克服語音通信中的不平穩(wěn)性，還需要考慮自適應(yīng)預(yù)測，采用預(yù)測器自適應(yīng)地匹配語音信號的瞬時變化，這時預(yù)測系數(shù)不再是固定的，而是隨時都可以預(yù)測的。 若預(yù)測信號 sp(n)0， 差值 d(n)0， 則在負(fù)信號情況下預(yù)測值大于實(shí)際值，應(yīng)減小下一次的預(yù)測系數(shù)，使預(yù)測值減小。下面簡單說明預(yù)測過程。自適應(yīng)預(yù)測可比固定預(yù)測多獲得 3 dB左右的預(yù)測增益?？刂茀?shù)通過對輸出 ADPCM碼流的濾波獲得。編碼器中量化器的自適應(yīng)受量化尺度適配器中的定標(biāo)因子控制，為了適應(yīng)語音信號、帶內(nèi)數(shù)據(jù)、信令等信號的不同統(tǒng)計(jì)特性，一般定標(biāo)量化器采用雙模式自適應(yīng)方式。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 220為自適應(yīng)差值脈沖編碼調(diào)制 (ADPCM)的原理框圖。 前面簡單地介紹了 DPCM的工作原理， 為了能進(jìn)一步提高 DPCM方式的質(zhì)量，還需采取其它改進(jìn)措施，即填加自適應(yīng)系統(tǒng)。此外，由于 DPCM信碼各位的加權(quán)值相差很大，因此， DPCM系統(tǒng)抗誤碼能力不如 ΔM系統(tǒng)。下面我們舉例來分析。將差值量化值恢復(fù)為樣值量化值的回路與發(fā)送端預(yù)測部分回路是相同的，所以可以得出結(jié)論 : 樣值量化值序列只要通過低通濾波器，就可以重建出原始模擬話音信號，有一定的量化失真，但是不影響通信系統(tǒng)的正常工作。但是由量化值形成的前鄰樣值是一個估計(jì)值。由此我們可以想象，假如在傳輸過程中傳輸?shù)氖窍噜彉又档牟钪敌盘?，我們只要找到一種電路，把前一段時間內(nèi)的所有差值信號積累起來，那么就可以通過傳輸差值信號來傳輸樣值信號了。從圖 217中可以看出，這種脈沖編碼調(diào)制方式在發(fā)送端首先對模擬的語音信號進(jìn)行抽樣，然后通過比較器的比較得到樣值的差值信號，在編碼過程中是對樣值的差值信號進(jìn)行量化和編碼，編碼得到的數(shù)字信號通過信道的傳輸?shù)竭_(dá)接收端，接收端有和發(fā)送端可逆的一系列電路設(shè)備，通過解碼還原出樣值的差值信號，再經(jīng)過相加器得到恢復(fù)的近似樣值信號，最后經(jīng)過低通濾波器的平滑作用，恢復(fù)和重建原始模擬信號。由于差值的動態(tài)范圍比樣值動態(tài)范圍小得多，因此可以在保證通信質(zhì)量的前提條件下降低數(shù)碼率。我們?nèi)绻軐⑦@些剩余成分去除或減小，就可以大大地提高通信的有效性。它一般是以預(yù)測的方式來實(shí)現(xiàn)的。 DPCM是考慮利用語音信號的幅度相關(guān)性，找出可反映信號幅度變化特征的一個差值進(jìn)行量化和編碼的。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 差分脈沖編碼調(diào)制 DPCM PCM編碼技術(shù)是按照樣值的幅度進(jìn)行編碼的，在編碼過程中不考慮相鄰兩個樣值之間的相關(guān)性。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 (3) 控制部分。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 (2) 接收部分。發(fā)送部分包括輸入運(yùn)放、帶通濾波器、抽樣保持和 DAC(數(shù) /模轉(zhuǎn)換 )、比較器、逐次漸近寄存器、輸出寄存器以及 A/D控制邏輯、參考電源等。下面將 2914PCM單路編解碼器的特性及功能簡單介紹一下。以前，在實(shí)用化的 PCM數(shù)字電話系統(tǒng)中， PCM編 /解碼器都是由分立元件和小規(guī)模集成電路組成的，缺點(diǎn)很多。 (3) 增加了讀出控制電路。極性碼的狀態(tài)記憶在寄存器 C1中，由 C1＝“ 1”或 C1=“0”來控制極性控制電路，使解碼后的 PAM信號的極性得以恢復(fù)成與發(fā)送端相同的極性。圖 214所示為加權(quán)網(wǎng)絡(luò)型解碼器的工作原理框圖。所以，解碼過程也是數(shù) /模轉(zhuǎn)換的過程 (即 D/A轉(zhuǎn)換 )。在位時鐘脈沖 D2～ D8的作用下，分別編出 a2～ a8 7位碼。當(dāng)位時鐘脈沖 D1到來時，若輸入信號為正，則判決出 1碼； 若輸入信號為負(fù)， 則判決出 0碼。從圖中可以看出，它的基本電路結(jié)構(gòu)由極性判決電路、全波整流電路、保持電路、比較判決電路和非線性本地譯碼器等組成。所以譯碼所恢復(fù)出來的 PAM信號與發(fā)送端的樣值信號相差 |1008Δ－ 998Δ| =10Δ，這就是由量化帶來的誤差，即接收端的誤差。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2. 非線性碼與線性碼之間的關(guān)系 在 8位非線性編碼過程中，采用歸一化方法，將橫軸以1/2對折分成不均勻的 8段，然后再將每一段均勻地分成 16等份，就相當(dāng)于先非均勻量化，再均勻量化，均勻量化成2048個量化級，所以可以根據(jù)均勻量化將每個抽樣值編成11位線性碼， 表 26所示為 11位線性碼的相關(guān)參數(shù)。 第 7段起始電平為 512Δ，段落間隔為 32Δ。因?yàn)闃又凳钦龢O性，故 a1=1。段落碼碼字的判決過程如圖 212所示。具體的對分方法是 : 第一次對分點(diǎn)的電平值就是 a2碼判定值 IW2=128Δ。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 PCM編碼方法首先要規(guī)定一些大小不等的判定值，即各段起始電平和段內(nèi)標(biāo)準(zhǔn)權(quán)值電平，以便與抽樣值 (IS)進(jìn)行比較。學(xué)習(xí)這種編碼方式，要了解以下幾個方面的內(nèi)容。樣值為正值，則 a1為 1碼 ；樣值為負(fù)值，則 a1為 0碼。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 在對話音信號的編碼中，我們采用 8位二進(jìn)制碼字對應(yīng)一個語音樣值的方法。在輸入信號變化范圍一定的情況下，碼位越多，量化分層就越細(xì)，量化過程中產(chǎn)生的噪聲就越小，通信質(zhì)量就越高。折疊碼的特點(diǎn)是任何相鄰電平的碼組， 只有一位碼發(fā)生變化。 自然二進(jìn)制碼就是普通的二進(jìn)制數(shù)， 編碼和譯碼都非常簡單， 但是在編碼過程中， 如果最高位判決有誤， 將使譯碼后輸出所產(chǎn)生的幅度誤差達(dá)到最大幅度的 1/2。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 碼型及碼位安排 1. 碼型 將量化后的所有量化級按其量化電平的大小順序排列起來， 并且列出各自相對應(yīng)的碼字， 這個碼字的整體被稱為碼型。因此實(shí)際采用的量化方式多為非均勻量化，通常使用信號壓縮與擴(kuò)張技術(shù)來實(shí)現(xiàn)非均勻量化。經(jīng)過信道傳輸后，在接收端進(jìn)行與上述過程相反的變換和處理，首先把數(shù)字編碼信號還原為量化的樣值脈沖 (譯碼 )，然后進(jìn)行濾波，去除高頻分量 (平滑濾波 )，即可還原為模擬信號 (輸出信號 )。因此，稱此數(shù)字通信為脈沖編碼調(diào)制 (PCM)通信，其最大的特點(diǎn)是把連續(xù)輸入的模擬信號變換為在時域和振幅上都離散的量，然后將其轉(zhuǎn)化為代碼形式傳輸。脈沖編碼一般分三步進(jìn)行，即抽樣、量化和編碼。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 脈沖編碼調(diào)制 (PCM) 現(xiàn)階段，以 PCM為代表的編碼調(diào)制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于模擬信號的數(shù)字傳輸中。那么同樣道理， μ律對數(shù)壓縮特性曲線也可以采用 15折線的近似法表示，稱為 15折線 μ律壓擴(kuò)特性。在實(shí)際中，可以直接采用 13折線近似法來近似地畫出 A律的對數(shù)特性曲線圖，并根據(jù)它進(jìn)行 A律 13折線非線性編碼。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 210 A律壓擴(kuò)特性的 13折線近似法示意圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 210中各折線的斜率列于表 21中。 1. 13折線的由來 在 x軸 0～ 1的范圍內(nèi)，采用歸一化方法，以 1/2遞減規(guī)律將線段不均勻地分成 8段，分段點(diǎn)在橫軸的坐標(biāo)分別為 1/1/ 1/ 1/1 1/3 1/64及 1/128。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 29 A律壓擴(kuò)特性曲線示意圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 A律 13折線壓擴(kuò)技術(shù) 隨著集成電路和數(shù)字技術(shù)的迅速發(fā)展，數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)的應(yīng)用日益廣泛。詳細(xì)計(jì)算請參考其它相關(guān)資料。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2. A律壓擴(kuò) A律壓擴(kuò)按式 (218)確定量化輸入和輸出的關(guān)系 : (218) 0 1( ) sg n( )1 l n1 l n ( ) 1( ) sg n( ) 11 l nAxy x x xAAAxy x x xAA?? ? ? ????? ?? ? ????第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 式中 : x為輸入信號的幅度，規(guī)格化成－ 1≤x≤1； sgn(x)為 x的極性； A為確定壓縮量的參數(shù)，它反映最大量化間隔和最小量化間隔之比。圖 28為 μ律壓擴(kuò)特性曲線圖。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 27 非均勻量化的基本原理圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 在非線性量化中，抽樣輸入信號幅度和量化輸出數(shù)據(jù)之間定義了兩種對應(yīng)關(guān)系 : 一種稱為 15折線 μ律壓擴(kuò)算法，另一種稱為 13折線 A律壓擴(kuò)算法。為了解決上述問題，可以考慮讓量化間隔的大小隨輸入信號電平的大小而改變。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號的取值范圍定義為動態(tài)范圍。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性 A/D變換接口中，例如在計(jì)算機(jī)的 A/D變換中， M為 A/D 變換器的位數(shù)，常用的有 8位、 12位、 16位等不同的精度。 222q 111( ) d1 2 1 2iiMMmi i imiiN P x q x P?????? ? ? ????第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 由式 (216)可知，均勻量化器不過載時量化噪聲功率 Nq僅與 Δ有關(guān)，而與信號的統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)，一旦量化間隔 Δ給定，無論抽樣值多大，均勻量化噪聲功率 Nq都是相同的。 (S/Nq)越大， 量化性能越好。上述的量化誤差 eq=m－ mq通常稱為絕對量化誤差，它在每一量化間隔內(nèi)的最大值均為 Δ/2。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 26 均勻量化特性與量化誤差曲線 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 量化后的樣本值和原始值的差稱為量化誤差或量化噪聲。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 均勻量化 用相等的量化間隔對抽樣得到的信號進(jìn)行量化的方法稱為均勻量化，也稱為線性量化。然后再用二進(jìn)制碼組表示量化后的 N個樣值脈沖，也就是后面即將介紹的編碼。 從提高傳輸效率的角度考慮，在滿足抽樣定理的前提條件下，應(yīng)盡量降低抽樣速率，讓延拓的頻譜在頻率軸上排得密些，只要不產(chǎn)生頻譜混疊，留夠防衛(wèi)帶就可以了。由圖可見， fs在 2B~4B范圍內(nèi)取值，當(dāng) fLB時， fs趨近于 2B。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 (1) 若最高頻率 fH為帶寬的整數(shù)倍， 即 fH =nB，此時 fH /B=n是整數(shù)， m=n，所以抽樣速率 fs=2fH /m=2B。這雖然有助于消除頻譜混疊，但是卻降低了信道的利用率。但是，實(shí)際中遇到的許多信號是帶通型信號，即模擬信號的頻帶不是限制在 0~fH之間的，而是限制在 fL~ fH之間， fL為信號最低頻率， fH為最高頻率，而且 fLB(B= fH－ fL)，該信號通常被稱為帶通型信號，其中 B為帶通信號的頻帶。通常抽樣頻率取(~5) fH，以避免失真。 ssss11( ) [ ( ) ( ) ] ( )nnS F n F nTT? ? ? ? ? ? ???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ???第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 22 抽樣過程中的信