【正文】 可反映信號幅度變化特征的一個差值進行量化和編碼的。從圖 217中可以看出，這種脈沖編碼調(diào)制方式在發(fā)送端首先對模擬的語音信號進行抽樣，然后通過比較器的比較得到樣值的差值信號，在編碼過程中是對樣值的差值信號進行量化和編碼，編碼得到的數(shù)字信號通過信道的傳輸?shù)竭_接收端，接收端有和發(fā)送端可逆的一系列電路設(shè)備，通過解碼還原出樣值的差值信號，再經(jīng)過相加器得到恢復(fù)的近似樣值信號，最后經(jīng)過低通濾波器的平滑作用，恢復(fù)和重建原始模擬信號。下面我們舉例來分析。編碼器中量化器的自適應(yīng)受量化尺度適配器中的定標(biāo)因子控制，為了適應(yīng)語音信號、帶內(nèi)數(shù)據(jù)、信令等信號的不同統(tǒng)計特性，一般定標(biāo)量化器采用雙模式自適應(yīng)方式。 若預(yù)測信號 sp(n)0， 差值 d(n)0， 則在負信號情況下預(yù)測值大于實際值，應(yīng)減小下一次的預(yù)測系數(shù)，使預(yù)測值減小。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 222 簡單增量調(diào)制的波形示意圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 編碼規(guī)則：當(dāng)前一個樣值大于、等于前一個譯碼樣值時，編“ 1”碼；當(dāng)前一個樣值小于前一個譯碼樣值時，編“ 0”碼。 由式 (233)可以看出 : 為了防止過載， σfs要選得大一些，但是 σ不能選得太大，否則一般量化噪聲會增大，因此，只要讓 fs適當(dāng)大一些就可以， fs太大就會使碼元速率增大，會帶來信號帶寬增大、信道利用率降低等一系列的問題。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2) 過載量化噪聲 過載量化噪聲發(fā)生在信號 f(t)變化比較陡峭 (斜率比較大 )的時候，這時斜升波形 f0(t) 跟不上信號波形 f(t)的變化，出現(xiàn)的量化誤差要遠遠大于 177。 1. 增量調(diào)制原理 某一模擬信號 f(t)，我們可以用時間間隔為 Δt，幅度間隔為 177。下面簡單說明預(yù)測過程。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 220為自適應(yīng)差值脈沖編碼調(diào)制 (ADPCM)的原理框圖。將差值量化值恢復(fù)為樣值量化值的回路與發(fā)送端預(yù)測部分回路是相同的，所以可以得出結(jié)論 : 樣值量化值序列只要通過低通濾波器，就可以重建出原始模擬話音信號，有一定的量化失真，但是不影響通信系統(tǒng)的正常工作。由于差值的動態(tài)范圍比樣值動態(tài)范圍小得多，因此可以在保證通信質(zhì)量的前提條件下降低數(shù)碼率。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 差分脈沖編碼調(diào)制 DPCM PCM編碼技術(shù)是按照樣值的幅度進行編碼的，在編碼過程中不考慮相鄰兩個樣值之間的相關(guān)性。下面將 2914PCM單路編解碼器的特性及功能簡單介紹一下。圖 214所示為加權(quán)網(wǎng)絡(luò)型解碼器的工作原理框圖。從圖中可以看出，它的基本電路結(jié)構(gòu)由極性判決電路、全波整流電路、保持電路、比較判決電路和非線性本地譯碼器等組成。因為樣值是正極性，故 a1=1。學(xué)習(xí)這種編碼方式，要了解以下幾個方面的內(nèi)容。折疊碼的特點是任何相鄰電平的碼組， 只有一位碼發(fā)生變化。經(jīng)過信道傳輸后，在接收端進行與上述過程相反的變換和處理，首先把數(shù)字編碼信號還原為量化的樣值脈沖 (譯碼 )，然后進行濾波，去除高頻分量 (平滑濾波 )，即可還原為模擬信號 (輸出信號 )。那么同樣道理， μ律對數(shù)壓縮特性曲線也可以采用 15折線的近似法表示，稱為 15折線 μ律壓擴特性。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 29 A律壓擴特性曲線示意圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 A律 13折線壓擴技術(shù) 隨著集成電路和數(shù)字技術(shù)的迅速發(fā)展，數(shù)字壓擴技術(shù)的應(yīng)用日益廣泛。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 27 非均勻量化的基本原理圖 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 在非線性量化中，抽樣輸入信號幅度和量化輸出數(shù)據(jù)之間定義了兩種對應(yīng)關(guān)系 : 一種稱為 15折線 μ律壓擴算法，另一種稱為 13折線 A律壓擴算法。 222q 111( ) d1 2 1 2iiMMmi i imiiN P x q x P?????? ? ? ????第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 由式 (216)可知，均勻量化器不過載時量化噪聲功率 Nq僅與 Δ有關(guān)，而與信號的統(tǒng)計特性無關(guān)，一旦量化間隔 Δ給定，無論抽樣值多大，均勻量化噪聲功率 Nq都是相同的。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 均勻量化 用相等的量化間隔對抽樣得到的信號進行量化的方法稱為均勻量化，也稱為線性量化。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 (1) 若最高頻率 fH為帶寬的整數(shù)倍， 即 fH =nB，此時 fH /B=n是整數(shù)， m=n，所以抽樣速率 fs=2fH /m=2B。 ssss11( ) [ ( ) ( ) ] ( )nnS F n F nTT? ? ? ? ? ? ???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ???第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 22 抽樣過程中的信號波形與頻譜 (a) 模擬信號的波形與頻譜； (b) 沖激函數(shù)信號的波形與頻譜； (c) 抽樣信號的波形與頻譜 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 23所示為兩種情況下的頻譜分析結(jié)果。首先，要把時間和幅度都連續(xù)的模擬信號變?yōu)閿?shù)字信號，就要對其進行離散化處理。δT(t) (21) (22) Ts( ) ( )Kt t k T???? ? ????第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 21 模擬信號的抽樣過程示意圖 (a) 模擬信號的抽樣； (b) 信號的恢復(fù) 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 假設(shè) f(t)、 δT(t)和 s(t)的頻譜分別為 F(ω)、 δT(ω)和 S(ω)。要提高信道利用率，同時又使抽樣后的信號頻譜不混疊， 就要按照帶通信號的抽樣定理來選擇 fs。量化有多種方法， 歸納起來有兩類 : 一類是均勻量化，另一類是非均勻量化。 22qq[][ ( ) ]S E mN E m m??第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 下面我們來分析均勻量化時的量化信噪比。非線性量化就采用了這種基本思路，對輸入信號進行量化時，大的輸入信號采用大的量化間隔，小的輸入信號采用小的量化間隔。 A律壓擴特性曲線如圖 29所示。語音信號是雙極性信號，在－1~0的范圍內(nèi)采用同樣的方法也有 8段折線，并且根據(jù)分析，靠近原點的兩段折線斜率也是相等的，都是 16。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 211是 PCM系統(tǒng)的原理框圖， 它由三個部分組成 : 一是相當(dāng)于信源編碼部分的模 /數(shù)轉(zhuǎn)換 (A/D轉(zhuǎn)換 )，它包括抽樣、量化、編碼等主要部分的電路，在一般情況下，量化和編碼是同時完成的；二是相當(dāng)于信道部分的傳輸系統(tǒng)，它包括信道和再生中繼器；三是相當(dāng)于信源解碼部分的數(shù) /模轉(zhuǎn)換 (D/A轉(zhuǎn)換 )，它包括譯碼和低通濾波。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 折疊碼左邊第一位（最高位）表示正負極性， 用“ 1”表示正值， 用“ 0”表示負值； 第二位至最后一位表示幅度絕對值。 a2a3a4是段落碼，表示該樣值位于 8個大段的哪個大段中。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 圖 212 段落碼碼字的判決過程 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 3) 確定段內(nèi)碼 當(dāng)段落碼確定之后，接著確定出該量化段的起始電平和量化間隔 Δi，由此，我們可以得到標(biāo)準(zhǔn)權(quán)值電平 IW IWIW IW8，然后即可進行段內(nèi)電平碼的判決，判決規(guī)則如下 : IW5=IB+8Δi 若 IS≥IW5， 則 a5=1； 若 ISIW5， 則 a5=0 IW6=IB+(8Δi)a5+4Δi 若 IS≥IW6， 則 a6=1； 若 ISIW6， 則 a6=0 IW7=IB+(8Δi)a5+(4Δi)a6+2Δi 若 IS≥IW7， 則 a7=1； 若 ISIW7，則 a7=0 IW8=IB+(8Δi)a5+(4Δi)a6+(2Δi)a7+Δi 若 IS≥IW8， 則 a8=1； 若 ISIW8， 則 a8=0 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 例 21 設(shè)輸入信號的抽樣值為 +998個量化單位，采用 13折線 A律特性編碼編出對應(yīng)的 8位碼字，并求出發(fā)送端在編碼過程中產(chǎn)生的量化誤差。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 逐次反饋型 PCM編碼器 PCM通信中常用的編碼器是逐次反饋型編碼器。具有解碼功能的電路叫做解碼器。隨著大規(guī)模集成電路和 PCM通信方式的發(fā)展， PCM編 /解碼器的核心部分已經(jīng)集成化了，而且在實際中得到廣泛的應(yīng)用，如數(shù)字電話機以及綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)的用戶終端等。控制部分主要是一個控制邏輯單元，通過 PDN(低功耗選擇 )、 CLKSEL(主時鐘選擇 )、 LOOP(模擬信號環(huán)回 )三個外接控制端控制芯片的工作狀態(tài)。從概念上講，它是把語音樣值信號分成兩種成分 : 一種成分是與前一個樣值有關(guān)的，所以是可以預(yù)測的；另一種成分是不可預(yù)測的。用 sp(n) 來表示估計值， 由圖 217和圖 219可知 : (220) 1p0( ) ( ) ( 0 ) ( 1 ) ( 2 ) ( 1 )niS n d i d d d d n??? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ??第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 由圖 219可以看出，樣值量化值等于所有過去到現(xiàn)在的差值量化值的積累，而預(yù)測值等于過去所有差值量化值的積累。語音信號是時刻變化的，為了能在相當(dāng)寬的動態(tài)變化范圍內(nèi)得到最佳的性能， DPCM增加了自適應(yīng)系統(tǒng)。常用的自適應(yīng)預(yù)測算法主要有以下兩種。所以，增量調(diào)制實際就是用一位二進制代碼表示相鄰的兩個模擬樣值的差別是增加還是減少的一種調(diào)制編碼方式。如果信道噪聲造成了誤碼，那么在系統(tǒng)的輸出噪聲中不僅存在量化噪聲，而且還存在由誤碼引起的噪聲。這種由于誤碼引起的噪聲被稱為誤碼噪聲。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 增量調(diào)制的編碼也需要相應(yīng)的編碼電路來實現(xiàn)，簡單增量調(diào)制編碼系統(tǒng)如圖 223所示，它的主要電路部分是比較器、判決器和本地譯碼器，本地譯碼器實際上是由碼型變換和反相放大器、積分器及射極跟隨器等組成的，單極性碼通過碼型變換電路將變換成為雙極性碼，然后再經(jīng)過反相放大電路把雙極性信號放大并且反相，在積分器的作用下， 可以得到近似于鋸齒波的斜變電壓，射極跟隨器的作用是將放大器和積分器隔離開，保證積分器輸出端有較大的輸出阻抗；比較器的作用是比較 f0(n)和 f0(n－ 1)的大小，根據(jù)比較結(jié)果判斷編碼輸出是什么碼型。差分量化是對實際樣值與根據(jù)相關(guān)性所做出的預(yù)測值之差進行量化和編碼，來降低編碼速率；自適應(yīng)量化則是利用輸入信號方差自適應(yīng)地調(diào)整量化間隔的大小， 從而改善量化的質(zhì)量。 自適應(yīng)的速度受快速和慢速定標(biāo)因子的組合控制，這種控制由量化尺度適配器中的自適應(yīng)速度控制電路來完成。 第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 2. 信噪比 在 DPCM系統(tǒng)中，采用了 n位編碼，差值被量化為 2n個電平，量化間隔為 2Δ，根據(jù) PCM均勻量化噪聲功率表達式，可得 DPCM的量化噪聲功率為 (227) 仍然假設(shè)量化噪聲具有均勻的功率譜密度，分布在0~nfs(nfs為 DPCM系統(tǒng)輸出的數(shù)碼率 )的頻帶范圍內(nèi)，經(jīng)過低通濾波器后量化噪聲功率為 (228) 22q( 2 )12 3N ????2mqms3fNnf??第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 假如輸入的信號仍然是正弦信號，其不過載的最大功率為 (229) 再將臨界過載電壓 (2n－ 1)Δfs/2πf代入式 (229)得 (230) 由以上的分析可得 DPCM系統(tǒng)的最大信噪比可采用如下公式計算： (231) 2m a xm a x 2qAP ?2 2 2 2 2 2ssq m a x 2 2 2 2( 2 1 ) ( 2 1 )124 π 8 πnn ffPff??????q m a xm a xq1 0 l g( SN R )PN?第 2章 模擬信號數(shù)字化與信源編碼 DPCM的信噪比性能要優(yōu)于均勻量化的 PCM系統(tǒng)。從圖 218(a)可以看出 : s(