【導(dǎo)讀】輸入電壓：380V波動(dòng)范圍±15％;輸出電流：額定值50A;60V或輸出電流>54A時(shí)，直接關(guān)機(jī)，輸出直流電壓小于40V時(shí)，發(fā)出報(bào)警;諧波幅度：小于等于150mV;效率與功率因數(shù)：效率不小于91％；功率因數(shù)不低于。第10周：總體方案的確定；隨著電信技術(shù)的飛速發(fā)展，電信網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)日益復(fù)雜，作為通信系統(tǒng)的動(dòng)力組成部分，大網(wǎng)的安全可靠運(yùn)行。信等設(shè)備的技術(shù)發(fā)展很快，大多數(shù)已達(dá)到或接近世界先進(jìn)技術(shù)水平。目前，直流電源主要包括三種：相控電源、線性電源、開關(guān)電源。影響蓄電池的使用壽命。操作電源有高頻開關(guān)電源取代相控電源的趨勢。其可靠性，特別是輸出直流電壓較高時(shí)應(yīng)能可靠工作。除元器件及生產(chǎn)工藝等因素外，開。本課題所要研究的就是一種用于通信系統(tǒng)的智能高頻開關(guān)電源。

　　

【正文】 RSuSiSuVDt0t1ttttOOOOa) b) 22 移相全橋型零電壓開關(guān) PWM 電路 同硬開關(guān)全橋電路相比， 此 僅增加了一個(gè)諧振電感，就使四個(gè)開關(guān)均為零電壓開通；移相全橋電路控制方式的特點(diǎn)： 在開關(guān)周期 TS 內(nèi)，每個(gè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間都略小于 TS/2，而關(guān)斷時(shí)間都略大于 TS/2； 同一半 橋中兩個(gè)開關(guān)不同時(shí)處于通態(tài)，每個(gè)開關(guān)關(guān)斷到另一個(gè)開關(guān)開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時(shí)間。 互為對角的兩對開關(guān) S1S4 和 S2S3， S1 的波形比 S4 超前 0~TS/2 時(shí)間， S2 的波形比S3 超前 0~TS/2 時(shí)間，因此稱 S1 和 S2 為超前的橋臂，而稱 S3 和 S4 為滯后的橋臂 ，如 43所示。 圖 43 移相全橋零電壓開關(guān) PWM 電路 工作過程 t0~t1 時(shí)段： S1 與 S4 導(dǎo)通，直到 t1 時(shí)刻 S1 關(guān)斷。 t1~t2 時(shí)段： t1 時(shí)刻開關(guān) S1 關(guān)斷后，電容 Cs Cs2 與電感 Lr、 L 構(gòu)成諧振回路， uA 不斷下降，直到 uA=0， VDS2 導(dǎo)通，電流 iLr 通過 VDS2 續(xù)流。 t2~t3 時(shí)段： t2 時(shí)刻開關(guān) S2 開通，由于此時(shí)其反并聯(lián)二極管 VDS2 正處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此S2 為零電壓開通。 圖 44 移相全橋電路在 t1~t2 階段的等效電路圖 3~t4 時(shí)段： t4 時(shí)刻開關(guān) S4 關(guān)斷后，變壓器二次側(cè) VD1 和 VD2 同時(shí)導(dǎo)通，變壓器一次側(cè)和二次側(cè)電壓均為零，相當(dāng)于短路，因此 Cs Cs4 與 Lr 構(gòu)成諧振回路。 Lr 的電流不斷減小， B 點(diǎn)電壓不斷上升，直到 S3 的反并聯(lián)二極管 VDS3 導(dǎo)通。這種狀態(tài)維持到 t4 時(shí)刻 S3 開通。因此 S3 為零電壓 開通。 S 1S 2S 3S 4C S1C S4C S2C S3VD 2VD 1L rLABUiu RC R+i L ri Lk T : 1CS1S 4L rLVD 1U iU o+C S2 VD S2AR 23 t4~t5 時(shí)段： S3 開通后， Lr 的電流繼續(xù)減小。 iLr 下降到零后反向增大， t5 時(shí)刻 iLr=IL/kT，變壓器二次側(cè) VD1 的電流下降到零而關(guān)斷，電流 IL 全部轉(zhuǎn)移到 VD2 中 ，如圖 45 所示。 圖 45 移相全橋電路在 t3~t4 階段的等效電路 移相式零電壓軟開關(guān)變換器電路是在吸收了傳統(tǒng) PWM 變換器和諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，克服了它們的不足之后發(fā)展起來的一種新型控制方式，它有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)： (1) 功率管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，因此開關(guān)頻率可以大大提高。由于功耗的減小，可以減小散熱器的體積 ，頻率的提高可以減小變壓器及濾波器的體積，有利于電源的小型化、輕量化。(2) 功率管軟開關(guān)改善了導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)電壓波形，使開通和關(guān)斷沿的尖峰減小，這樣便減小了電磁干擾和射頻干擾，使得設(shè)備的電磁兼容設(shè)計(jì)壓力減小。在航空領(lǐng)域內(nèi)電磁兼容性設(shè)計(jì)是一個(gè)重要的考核指標(biāo)，而電源的電磁兼容性設(shè)計(jì)又是一個(gè)比較復(fù)雜的問題，當(dāng)采用移相式零電壓軟開關(guān)電路時(shí)，電磁兼容問題就比較容易解決。 （ 3）功率管電壓電流應(yīng)力小，這樣不僅減小了損耗，而且提高了電源的效率，更加有利于提高功率管的使用壽命和可靠性。 圖 46 開關(guān)時(shí)的電壓尖峰和浪 涌電流 （ a）導(dǎo)通過程（ b）關(guān)斷過程（ c）導(dǎo)通過程電流波形（ d）關(guān)斷過程電壓波形 傳統(tǒng)的 PWM型開關(guān)電源具有控制簡單，穩(wěn)態(tài)直流增益與負(fù)載無關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是開關(guān)損失隨開關(guān)頻率的提高而增加。造成 PWM 變換器開關(guān)損失較大的原因是： (1)開關(guān)器件的通、斷都是強(qiáng) 制的； (2) 開關(guān)器件是非理想的，即開和關(guān)不能瞬間完成，都需要一定的時(shí)間； 3) 開關(guān)器件及與之相連的器件都有寄生參數(shù)， 使通過開關(guān)器件的電壓和電流不是純i L ri LC S3S 2L rLVD 1U iU o+C S4VD S3VD 2B R 24 方波，如圖 1所示。因此在開、關(guān)過程中會(huì)產(chǎn)生開關(guān)器件的電壓、電流波形交疊現(xiàn)象，從而產(chǎn)生開關(guān)損失。隨著頻率的增加 ，開關(guān)損失在全部損失中所占比例也隨著增加。 移相式 PWM控制器的出現(xiàn)， 很 好地克服了傳統(tǒng) PWM 技術(shù)的缺點(diǎn)，移相全橋 PWM 電路通 過移相，使全橋的四個(gè)開關(guān)輪流導(dǎo)通。在同一臂的兩個(gè)開關(guān)管輪流導(dǎo)通過程中，通過變壓器的漏感與開關(guān)管的輸出寄生電容組成諧振腔使電容上的電壓以最快的速度放電，保證開關(guān)管處于零電壓開關(guān)狀態(tài) (ZVS)，從而避免了開關(guān)工作過程中電壓、電流的重疊。 前面 也討論過 DCDC 變換電路，只是這里從芯片 實(shí)現(xiàn)軟開關(guān) 角度分析的。 UC3875 構(gòu)成的移相全橋變換器 （圖見附錄） ，在移相全橋開關(guān)電路中，驅(qū)動(dòng)信號 不僅要驅(qū)動(dòng)橋的兩個(gè)對角橋臂，而且還要使兩個(gè)對角橋臂的導(dǎo)通有一定的時(shí)間延時(shí)，有效占空比 由 圖 3所示的延時(shí)時(shí)間控制。 由于兩個(gè)橋臂的開關(guān)元件不是同時(shí)被驅(qū)動(dòng)的，所以需要精確設(shè)置“移相”導(dǎo)通波形之間的延遲時(shí)間間隔，延遲時(shí)間間隔由諧振腔控制電路的電壓回路進(jìn)行調(diào)節(jié)，最終充當(dāng)兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號的移相號。此時(shí)串聯(lián)在變壓器的上半橋或下半橋中的兩個(gè)開關(guān)管均處于導(dǎo)通狀態(tài)，而變壓器在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)刻的電壓為零，即變壓器的初級處于短接狀態(tài)，并箝位初級電流保持原值。當(dāng)半橋中的一個(gè)開關(guān)器件經(jīng)適當(dāng)?shù)难舆t時(shí)間后關(guān)斷時(shí)，變壓器初級電流又流過該開關(guān)管的輸出 寄生電容，從而與開關(guān)管的漏極電壓諧振且與電壓反相，使對角臂開關(guān)上的電壓為零，從而保證了零電壓開關(guān)工作狀態(tài)。 圖 47 改進(jìn)型移相全橋 ZVS 電路 圖 48 驅(qū)動(dòng)波形圖 25 表 1：開關(guān)管導(dǎo)通順序 由于變換器存在漏電感 ，使初級電流在 t1～ t3 階段，有一定斜率，因此次級電壓占空比 (t4－ t3)/(t4－ t0)小于初級電壓占空比 (t4－ t1)/(t4－ t0)，造成占空比損失。開關(guān)頻率越高，占空比損失越大。 從上面的表和圖 可以看出， S3 和 S4實(shí)現(xiàn) ZVS 分別早于 SS2，故稱 S S4 為右橋臂又稱超前橋臂， S S2 為左橋臂又稱滯后臂。由表 1 可以看出S S4實(shí)現(xiàn) ZVS 分別在 (t0～ t1)和 (t4～ t5)， S S1 實(shí)現(xiàn) ZVS 分別在 (t2～ t3)和 (t6～ t7)。而 (t2～ t3)和 (t6～ t7)時(shí)變壓器初級電流分別小于 (t0～ t1)和 (t4～ t5)時(shí)的初級電流，故滯后橋臂比超前橋臂實(shí)現(xiàn) ZVS開關(guān)困難，特別是輕載時(shí)最為明顯。從理論上分析， S S2實(shí)現(xiàn) ZVS 開關(guān)時(shí)，變壓器次級處于續(xù)流階段，諧振時(shí)由諧振電感釋放能量，使諧振電容電壓下降到零，從而實(shí)現(xiàn) ZVS，實(shí)現(xiàn) ZVS 條件為：電感能量必須大于所有參與諧振電容能量。即 LrIp2/2(4Coss/3＋ Cxfmr)U2in 圖 49 管腳示意圖 UC3875 的管腳功能 時(shí)間間隔 T0～ t1 t1～ t2 t2～ t3～ t4 t4～ t5 t5～ t6 t6～ t7 導(dǎo)通管序號 D3S1 D2D3S1 S2S3 S2D4 D1D4S2 S1S4 ZVS 次序 S3 S2 S4 S1 26 表 2： UC3875 各個(gè)管腳的使用說明 : 管腳 1可輸出精確的 5V基準(zhǔn)電壓，其電流可以達(dá)到 60mA。當(dāng) VIN 比較低時(shí)，芯片進(jìn)入欠壓鎖定狀態(tài) VREF 消失。直到 VREF 達(dá)到 以上時(shí)才脫離欠壓鎖定狀態(tài)。最好的辦法是接一個(gè) 旁路電容到信號地。 管腳 2 為 電壓反饋增益控制端，當(dāng)誤差放大器的輸出電壓低于 1V時(shí)實(shí)現(xiàn) 0176。相移。 管腳 3 為誤差放大器的反相輸入端，該腳利用分壓電阻檢測輸出電源電壓。 管腳 4為誤差放大器的同相輸入端，該腳與基準(zhǔn)電壓相連，以檢測 E/A（－）端的輸出電源電壓。 管腳 5為電流檢測端，該腳為電流故障比較器的同相輸入端，其基準(zhǔn)設(shè)置為內(nèi)部固定（由 VREF 分壓）。當(dāng)該腳的電壓超過 時(shí)電流故障動(dòng)作，輸出被關(guān)斷，軟起動(dòng)復(fù)位，此腳可實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。 管腳 6為軟起動(dòng)端，當(dāng)輸入電壓（ VIN）低于欠壓鎖定閾值（ ）時(shí)，該腳保持地電平，當(dāng) VIN 正常時(shí)該腳通過內(nèi)部 9μA 電流源上升到 ，如果出現(xiàn)電流故障時(shí)該腳電壓從 下降到 0V，此腳可實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)。 管腳 15 為輸出延遲控制端，通過設(shè)置該腳到地之間的電流來設(shè)置死區(qū)，加于同一橋臂兩管驅(qū)動(dòng)脈沖之間，以實(shí)現(xiàn)兩管零電壓開通時(shí)的瞬態(tài)時(shí)間，兩個(gè)半橋死區(qū)可單獨(dú)提供以滿足不同的瞬態(tài)時(shí)間。 管腳 1 1 8為輸出 OUTA～ OUTD 端，該腳為 2A的圖騰柱輸出，可驅(qū)動(dòng) IGBT 和變壓器。 管腳 10 為電源電壓端，該腳提供輸出級所需電源， Vcc 通常接 3V 以上電源，最佳為12V。此腳應(yīng)接一旁路電容到電源地。 管腳 11為芯片供電電源端，該腳提供芯片內(nèi)部數(shù)字、模擬電路部分的電源，接于 12V穩(wěn)壓電源。為保證芯片正常工作，在該腳電壓低于欠壓鎖定閾值（ ）時(shí)停止工作。此腳應(yīng)接一旁路電容到信號地。 當(dāng)電源電壓超過欠壓鎖定閾值時(shí)，電源電流（ IIN）從 100μA 猛增到 20mA。如果接一旁路電容，它就很快脫離欠壓鎖定狀態(tài)。 27 管腳 16 為頻率設(shè)置端，該腳與地之間通過一個(gè)電阻和電容來設(shè)置振蕩頻率，具體計(jì)算公式為 f=4/（ RfCf） 管 腳 17 為時(shí)鐘 /同步端，作為輸出，提供時(shí)鐘信號；作為輸入，該腳提供一個(gè)同步點(diǎn)。最簡單的用法是：具有不同振蕩頻率的多個(gè) UC3875 可通過連接其同步端，使它們同步工作于最高頻率。該腳也可使其同步工作于外部時(shí)鐘頻率，但外部時(shí)鐘頻率需大于芯片的時(shí)鐘頻率。 管腳 18 為陡度端，該腳接一個(gè)電阻 Rs將產(chǎn)生電流以形成斜波，連接這個(gè)電阻到輸入電壓將提供電壓反饋。 管腳 19為斜波端，該腳是 PWM 比較器的一個(gè)輸入端，可通過一個(gè)電容 CR 連接到地，電壓以下式陡度建立： dv/dt=Vs/(RsCR) 管腳 20 為信號地 端， GND 是所有電壓的參考基準(zhǔn)。頻率設(shè)置端（ FREQSET）的振蕩電容 (Cf)，基準(zhǔn)電壓（ VREF）端的旁路電容和 VIN 的旁路電容以及 RAMP 端斜波電容 (CR)都應(yīng)就近可靠地接于信號地。 參數(shù)設(shè)計(jì) ： 本次設(shè)計(jì)的具體內(nèi)容是開關(guān)頻率為 100KHz 的高頻通信開關(guān)電源，我選擇了絕緣柵雙極性晶體管 IGBT，從它的特性可知， IGBT 開通的上升沿時(shí)間為幾十納秒，而關(guān)斷時(shí)的下降沿時(shí)間少則幾百 us，多則 1us 。功率變換電路采用了移相全橋整流模塊，即使用了四個(gè) IGBT，也就是說要有四個(gè)脈沖驅(qū)動(dòng)電路來實(shí)現(xiàn) IGBT 的開關(guān)。這里設(shè)四個(gè)功率管分別為 VT VT VT VT4，考察其驅(qū)動(dòng)波形圖易知，功率管先后工作的順序?yàn)椋?VT1，VT VT3， VT3， VT2， VT VT4， VT4。（假設(shè) VT1 先工作），每個(gè)管子工作的周期為 10us，分為 Ton 和 Toff。參考 UC3875 管腳說明，其中的 16腳為頻率設(shè)置端，該腳與地之間通過一個(gè)電阻和電容來設(shè)置振蕩頻率，其中的關(guān)系式如下： f≈ 4/(Rt*Ct) 其中，查 UC3875 的定額曲線知， Rt 的取值范圍為 ～ 100KΩ。改變 Rt 的值，可以改變芯片輸出頻率。當(dāng) f=100KHz 時(shí)，即 4/(Rt*Ct)=100K， Rt*Ct=4*105。 又由于 芯片采用 +12V 直流電源， 10 腳接電源， 11 腳、 20 腳接地， 5 腳為電流檢測輸入端、 4腳接保護(hù)電路輸入， 19 腳和 16 腳相接再對地接振蕩電容， 18 腳接振蕩電阻； f 為 100KHz、 最大占空比前面計(jì)算電感量時(shí)已假設(shè)過， max? 為 ，所以振蕩電阻： 28 KmA )(1 ??? 振蕩電容： fRDC TXT ? pFKK 20 7210 ???? 所以 TR 取 ， TC 取 2200pF。 7 腳和 15 腳為延遲時(shí)間設(shè)置接 RC 延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，延時(shí)時(shí)間 ? 延時(shí)電阻R??? ? ? 延時(shí)電容 C 取 ，延時(shí)電阻取 3K。