【導讀】在第一版實驗系統(tǒng)的基礎上，研制了第二版認知無線電實驗系統(tǒng)。論文主要完成了第。通信功能，并在實驗系統(tǒng)中實現(xiàn)了OFDM導頻輔助的信道估計算法。論文首先介紹了認知無線電實驗系統(tǒng)的設計目標，總體結構和性能指標。鏡像，高頻子載波幅度衰減等問題。論文設計了基帶和中頻各模塊間的軟件接口，包。證數(shù)據(jù)能夠正確傳輸。然后介紹了DSP片內外設的配置情況以及一些初始化配置。后對如何提高系統(tǒng)有效數(shù)據(jù)率作了討論，列出了實現(xiàn)過程中所能達到的技術參數(shù)。信道估計實現(xiàn)方案，完成了算法的DSP實現(xiàn)，通過對程序的時間和空間復雜度的分析，最后論文設計了閉環(huán)測試程序，并在FDD工。本研究得到國家高技術研究發(fā)展計劃項目;陜西省自然科學基金。資助項目；陜西省科技攻關計劃項目資助。

　　

【正文】 變頻輸入（ ADC 輸出），數(shù)字實信號，數(shù)據(jù)率為 ，位寬為 12bits。 9)數(shù)字下變頻輸出（基帶處理單元輸入），數(shù)字復信號，數(shù)據(jù) 率為 ， 實部、虛部位寬均為 12bits。 本章小結 本章首先介紹了認知無線電實驗系統(tǒng)的設計目標，然后給 出了該實驗系統(tǒng)的總體結構，最后介紹了 認知無線電 實驗系統(tǒng)的數(shù)據(jù)處理流程和主要技術指標。 Equation Chapter (Next) Section 1 3 認知無線電實驗終端中頻和基帶模塊的軟件設計 9 3 認知無線電實驗終端 中頻和基帶模塊的軟件設計 本課題要求建立一個通用的認知 無線電實驗平臺，在此平臺上進行一系列 CR 相關理論的研究。為了保證此實驗平臺的通用性，項目組利用軟件無線電的思想對其進行設計，這樣就可以在不改變硬件結構的情況下，利用軟件編程實現(xiàn)不同的理論成果及相關算法。 基于軟件無線電的思想，項目組認知無線電實驗終端的軟件設計包括： 1） 利用外處理器 （ DSP） 通過軟件編程對終端 的中頻器件如 AD985 GC1012B等進行初始化配置， 能夠根據(jù)不同需要即時改變相應參數(shù)，使這些中頻器件按設計要求工作。 2） 認知無線電 實驗 終端 基帶采用的是 DSP+FPGA 的設計， FPGA 和 DSP 都 承擔著基帶算法任務，因此必須要合理設計各算法模塊的接口，才能保證數(shù)據(jù)的正確傳輸。 3） 認知無線電實驗終端 所使用的 TMS320C6000 系列 DSP 不僅運算速度高，而且片內集成了許多外圍設備，支持多種工業(yè)標準的接口協(xié)議，能夠提供高帶寬的數(shù)據(jù) I/O。在 DSP 初始化 時 必須要根據(jù)設計需要對 使用到的 片內外設進行配置，以使其按照設計要求工作。 本章將對認知無線電實驗終端中頻和基帶模塊的軟件設計作詳細介紹。 中頻器件的配置 發(fā)送模塊中頻器件的配置 發(fā)送 模塊 基帶和中頻的數(shù)據(jù)流如 圖 31 所示，發(fā)送 DSP 要完成對上位機傳來的數(shù) 據(jù)的調制，還要配置 AD9857 并進行中頻增益的控制。上位機 將數(shù)據(jù)通過 ARM 子板 經(jīng)過 HPI 接口傳給發(fā)送 DSP，在 DSP 中對比特信息進行位組合，然后通過 EMIFB 口送入到 FPGA 的編碼模塊對數(shù)據(jù)進行信道編碼，然后再通過 EMIFB 口讀回 DSP，對數(shù)據(jù)進行 QPSK 或 QAM 星座映射， OFDM 調制，插入導頻，最后對數(shù)據(jù)進行峰均比抑制處理，并將數(shù)據(jù)通過 EMIFB口 經(jīng) FPGA中的 FIFO 緩存后送入到 AD9857 上變頻 和 D/A處理。 下面對 AD9857 作簡單介紹： 西安交通大學碩士學位論文 10 圖 31 發(fā)送 模塊 基帶和中頻結構圖 1） AD9857 簡介 AD9857 是 AD公司采用多項先進的數(shù)字技術生產(chǎn)的具有高集成度的高性能正交數(shù)字上變頻器，它內部集成了直接數(shù)字頻率合成器（ DDS）、正交數(shù)字上變頻器、倍頻電路、多種數(shù)字濾波器、 14 位數(shù)模轉換器以及調制和控制電路，使其能夠在單片上完成單頻輸出、頻率調制、相位調制、幅度調制以及 IQ 正交調制等多種功能，廣泛應用于通信和雷達領域。 AD9857 的接口設計主要涉及到兩部分，一部分是 并行口，完成 I、 Q 數(shù)據(jù)的輸入，另一部分是串行口，完成 AD9857 芯片的一些控制設置和頻率控制字加載。 AD9857 有三種工作模式：正交調制模式（默認）、單頻輸出模式和插值 DAC 模式。三種模式的選擇是通過對控制寄存器的編程來實現(xiàn)的，而這些編程是通過串口完成。下面對 AD9857 的三種工作模式做簡單介紹： （ 1） 正交調制模式 在正交調制模式下， I 和 Q 數(shù)據(jù)路徑都是可用的。 PDCLK/FUD 引腳作為并行數(shù)據(jù)時鐘輸出，提供 AD9857 的輸入的同步信號，輸入數(shù)據(jù)必須與 PDCLK 的上升沿同步。一個 I 數(shù)據(jù)和一個 Q 數(shù)據(jù)組成一個內部數(shù) 據(jù)組，它們 在 內部數(shù)據(jù)路徑上是并行傳輸?shù)?。DDS 模塊提供一個局部正交（ SIN 和 COS）本振信號給正交調制器，在這里， I 和 Q數(shù)據(jù)與不同相位的載波相乘再相加（減），產(chǎn)生一個正交調制數(shù)據(jù)流。這些都是在數(shù)字域內發(fā)生的，而且只有數(shù)字的數(shù)據(jù)流允許加到 14 位 DAC，最后產(chǎn)生正交調制模擬信號。 （ 2） 單頻輸出模式 在單頻輸出模式下， PDCLK/FUD 腳是輸入腳，并作為 FUD（頻率更新）控制信號。在該模式下， DDS 的余弦部分作為信號源，輸出信號由單一頻率組成，這個頻率是由每個幀中適當?shù)目刂萍拇嫫鲀Υ娴念l率調節(jié)字決定。在該模式下沒有 14 位并行數(shù)據(jù)提供給 AD9857，內部 DDS 核心依據(jù)頻率調制字產(chǎn)生一個單頻信號。然后單頻信號輸出，提供給反 SINC 濾波器和輸出幅度控制器，最后，數(shù)字單頻信號通過 14 位 DAC轉化成模擬信號。 （ 3） 插值 DAC 模式 在插值 DAC 模式下， DDS 和調制器都不可用，而且只有 I 路數(shù)據(jù)路徑是激活的。與正交調制模式一致的是 PDCLK 腳為輸出腳，并作為 AD9857 輸入數(shù)據(jù)的同步時鐘。3 認知無線電實驗終 端中頻和基帶模塊的軟件設計 11 不同的是 PDCLK 按 I 路數(shù)據(jù)的頻率工作。這是因為相對于正交調制模式時的交叉 I/Q形式，在該模式下只有 I 路數(shù)據(jù)送往并口。在插值 DAC 模式下，并口提供數(shù)據(jù)輸 出依然是基帶數(shù)據(jù)，沒有經(jīng)過調制。對信號進行過采樣操作并保持原始信號的頻譜不變時，使用該模式。 2） AD9857 的配置 DSP 通過多通道緩沖串口（ Multichannel Buffered Serial Port,McBSP）與 AD9857的串口以 SPI 模式接口 如 圖 32 所示 ，對 AD9857 進行配置 。 C6000 系列 DSP 的 McBSP 基本功能包括全雙工串行通信；雙緩沖數(shù)據(jù)寄存器，允許連續(xù)數(shù)據(jù)流；收發(fā)獨立的幀同步和時鐘信號；數(shù)據(jù)傳輸可以利用外部時鐘或片內的可編 程 時鐘 等。 McBSP 支持多種方式的接口模式，其中就包括 SPI 模式。 SPI 是 Series Protocol Interface 的縮寫，這是一個四根信號線的串行接口協(xié)議，包括主 /從兩種模式。DSP 通過 McBSP 與 AD9857 的接口對其進行配置時， McBSP 作為 SPI 主設備， AD9857作為從設備。如 圖 32CLKX 為時鐘信號， FSX 為從設備使能信號， DX 和 DR 分別為數(shù)據(jù)輸出和輸入信號。 圖 32 DSP 配置 AD9857 在實驗系統(tǒng)中，除了在調試階段采用過單頻輸出模式外，系統(tǒng)都使用正交模式。通過 FPGA 鎖相環(huán)產(chǎn)生 的時鐘送給 AD9857 的 REFCLK 引腳，作為 AD9857的參考時鐘。要使 AD9857 正常工作，還要對內部的 8 個 8 位控制寄存器進行初始化配置， 8 個寄存器地址為 0007。下面對寄存器關鍵比特位的配置作簡單介紹： 設置寄存器 00h 的 Bit4Bit0 為 4，這樣 AD9857 內部時鐘將 由 的 REFCLK 引腳時鐘倍頻為 ，所有 AD9857 內部模塊的時鐘都由此 的時鐘 SYSCLK 提供。寄存器 01h 的 Bit6 控制反 SINC 濾波器是否使能。過采樣的載波數(shù)據(jù)流輸入給 AD9857的內部集成模塊 DAC。 DAC 輸出頻譜具有 SINC 函數(shù)的特性，因此需要對其進行反SINC 函數(shù)濾波，因此 Bit6 要配為 0，以使能反 SINC 濾波器。寄存器 01h 的 Bit1Bit0控制工作模式，配為 0，表示工作在正交調制模式。認知無線電實驗系統(tǒng)中頻工作在西安交通大學碩士學位論文 12 36MHz，因此要通過寄存器 05h02h 設置輸出頻率， 36MHz*232/=FTWORD,將這四個 寄存器配為 B4000000。寄存器 06h 的 Bit7Bit2 為 CIC 內插率控制位。 AD9857內部有固定內插濾波模塊和可編程內插模塊，固定內插為 4 倍內插，可編程內插范圍為 263 倍，因此輸入數(shù)據(jù)的內插范圍為 8252 倍。反 CIC 濾波器用于預先補償 CIC（積分梳狀濾波器）的幅度衰減，因此寄存器 06h 的 Bit0 位要設為 0，以使能反 CIC 濾波器。 可以通過改變 AD9857 的內插率來調整輸入到 AD9857 的數(shù)據(jù)的時鐘進而改變OFDM 符號帶寬，如 圖 33 所示為通過 改變可編程內插率來改變符號帶寬在發(fā)送端中頻用頻譜分析儀觀測到的不同帶寬信號。 (a) (b) (c) (d) (a) 帶寬 (b) 帶寬 (c) 帶寬 (d) 帶寬 圖 33 通過改變 AD9857 寄存器值改變帶寬 3） 調試中出現(xiàn)的問題及解決方法 （ 1） 調試中出現(xiàn)的問題 在認知無線電實驗系統(tǒng)中，在發(fā)送端發(fā)送 OFDM 數(shù)據(jù)，比 如對于一個 64 子載波3 認知無線電實驗終端中頻和基帶模塊的軟件設計 13 OFDM 符號在頻域使用 525 的奇數(shù)號子載波上傳 QPSK 調制數(shù)據(jù)，在接收端對接收數(shù)據(jù)進行分析， 如 圖 34 (a)所示為對接收數(shù)據(jù)畫幅頻圖， 525 子載波上數(shù)據(jù)的幅度有一個遞增的衰減，而且除了在原來的子載波號上有數(shù)據(jù)外，在 4161 的奇數(shù)號子載波上也會產(chǎn)生鏡像，但實際上在這些子載波上本來沒有傳任何數(shù)據(jù)。這樣如果 OFDM 符號在 4161 的奇數(shù)子載波號上也調制數(shù)據(jù)的話，將與 525 子載波上的數(shù)據(jù)相互影響，導致不能正確解調。 0 10 20 30 40 50 6000 . 20 . 40 . 60 . 811 . 21 . 41 . 61 . 82x 1 04 (a) (b) (a)接收端數(shù)據(jù)幅頻圖 (b)發(fā)送端中頻模擬信號頻譜圖 圖 34 頻譜鏡像接收端和發(fā)送端的頻譜特性 （ 2） 問題分析 在中頻，將輸出的中頻信號通過 SMA 線連到頻譜分析儀觀察輸出頻譜特性， 如 圖 34 (b)所示， 可以看出在發(fā)送端中頻輸出之后的信號的頻譜幅度隨著子載波號的增加幅西安交通大學碩士學位論文 14 度衰減而且會產(chǎn)生鏡像，因此，確定問題出在發(fā)送端中頻器件這里。 AD9857 輸入引腳TxENABLE 被置為高時， IQ 數(shù)據(jù)輸入使能，接下來第一個 PDCLK 時鐘上升沿為 I 路數(shù)據(jù)，下來 為 Q 路數(shù)據(jù) ，依次類推，當 TxENABLE 為高電平的周期內必然有偶數(shù)個PDCLK 上升沿，以使 IQ 匹配。通過 QuartusII 自帶的邏輯分析工具 SignalTap 抓取的時序圖分析顯示，送入 AD9857 的數(shù)據(jù)不滿足時序要求。 DSP 要往 AD9857 寫的數(shù)據(jù)應該是 0 0 1 1I QI Q 但 實際上讀入 AD9857 的數(shù)是 0 1 1 2QI QI ， IQ 不匹配導致了不同子載波產(chǎn)生不同幅 度衰減并產(chǎn)生鏡像子載波的情況。 另外， AD9857 的固定 4 倍內插模塊是通過兩個半帶濾波器實現(xiàn)的，原始數(shù)據(jù)通過此模塊后即被 4 倍過采樣。兩個級連的半帶濾波器的通帶為奈奎斯特頻率的 80%。阻帶為 120%400%奈奎斯特頻率，最少會產(chǎn)生 85dB的衰減?？捎脦挄拗仆ㄟ^ AD9857的數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)率。所以通過上述對級聯(lián)半帶濾波器傳輸特性的分析，為了使幅度錯誤不超過 1dB，輸入信號的帶寬不能超過奈奎斯特頻率的 90%。而且根據(jù) AD9857 器件手冊的建議發(fā)送端提供給 AD9857 的數(shù)據(jù)要至少已經(jīng)是二倍過采樣的數(shù)據(jù)。 （ 3） 解決方 法 在 DSP 往 AD9857 中寫的數(shù)組前面加一個 0，這樣就可以避免 IQ 不匹配的問題。 對于高頻子在波通過固定內插模塊后會有幅度衰減的問題需要對 OFDM 數(shù)據(jù)在基帶進行過采樣， 就可以將數(shù)據(jù)的帶寬限制在濾波器通帶的平坦部分。如果不預先對數(shù)據(jù)過采樣，邊帶會產(chǎn)生 6dB 甚至更多的衰減。對 OFDM 符號進行過采樣可以通過IFFT/FFT 來實現(xiàn)，做 IFFT 運算時，需要在原始的 N 個輸入值的中間添加 (p1)N 個零。下面以 p=4 為例來說明這種過采樣的實現(xiàn)。輸入的 N 個數(shù)據(jù)符號 { , 0 ,1, , 1}na n N??表示 頻域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過 IFFT 變換后，得到時域數(shù)據(jù)符號 { , 0 ,1, , 1}kA k N??，即： 101 , e x p ( 2 / )N nkk n N NnA a W W j NN ???? ? ?? (31) 如果希望通過 4 倍過采樣得到更加精確反映連續(xù)信號變換的時域離散采樣點，可以在 IFFT 輸入的頻域數(shù)據(jù)符號中間補充 3N 個零，即構成： 0 1 / 2 1 / 2 13{ , , , , 0 , 0 , , 0 , , , }N N NNa a a a a??然后再做 4N 點的 IFFT，則可以按 4 倍過采樣得到 4N 個時域離散采樣點，即： 41,4014N nko v e r k n NnA a WN??? ?， , 0,1, , 4 1n k N?? (32) 由此可以實現(xiàn)對時域信號的過采樣，更加精確地反映 OFDM 連續(xù)符