【導(dǎo)讀】方式；并在SABER軟件下驗(yàn)證了整體設(shè)計(jì)方案的可行性。整個(gè)系統(tǒng)的硬件部分包。括主電路、驅(qū)動(dòng)電路、采樣調(diào)理電路和保護(hù)電路，以及數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件電路。及SPWM的數(shù)字生成和ADC的軟件校正等。最后的作品測(cè)試結(jié)果表明，逆變器的。異的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。輔助電源等部分組成。逆變器控制采用混合脈寬調(diào)制方式，很好地降低了開關(guān)損耗。系統(tǒng)的數(shù)字處理模塊采用了具有高處理速度、低功耗的芯片TMS320F2812。采用PI控制策略進(jìn)。行逆變系統(tǒng)的控制，參數(shù)設(shè)置簡(jiǎn)單，易整定。過流保護(hù)以及相位跟蹤等功能，并在過流、欠壓故障排除后能自動(dòng)恢復(fù)正常狀態(tài)。針對(duì)系統(tǒng)指標(biāo)要求，本項(xiàng)目設(shè)計(jì)組成見圖所示。輸出電壓、電流信號(hào)，并通過調(diào)理電路，將采樣信號(hào)調(diào)理至數(shù)字控制部分的電平幅值范圍內(nèi)。TMS320F2812是TI公司推出的32位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器，處理速度可達(dá)150MIPS。采樣率達(dá)，提供了兩個(gè)采樣保持電路，可以實(shí)現(xiàn)雙通道信號(hào)同步采樣。的通信接口，完全符合逆變器數(shù)字控制的各方面要求。高性能的32位CPU，16*16位和32*32

　　

【正文】 PRx 的值，即計(jì)數(shù)器產(chǎn)生上溢中斷后，通過中斷服務(wù)程序根據(jù)查表指針將相應(yīng)的正弦值讀出，與 相應(yīng)的 A/D 采樣值比較，通過電壓調(diào)節(jié)器來實(shí)現(xiàn) PI，然后再進(jìn)行電流環(huán) P調(diào)節(jié)，并將運(yùn)算結(jié)果 進(jìn)行邏輯處理后 賦值給比較寄存器 CMPRx，從而產(chǎn)生 SPWM信號(hào)。同時(shí)查表指針加一，在一個(gè)正弦波周期結(jié)束時(shí)，將查表指針復(fù)位至參考正弦波表的首地址。 圖 SPWM的 模擬 實(shí)現(xiàn) 方法 C M P S P W M全比較單元通用定時(shí)器T 1比較值C M P 1比較值C M P 2P W M 1P W M 2P W M 3P W M 4由于定時(shí)器的計(jì)數(shù)值始終是正的數(shù)值，且基準(zhǔn)正弦波數(shù)據(jù)也為正的數(shù)值。因此根據(jù)結(jié)論中所述的模擬雙極性生成法則。直接將兩者按一定的比例關(guān)系進(jìn)行交截。在 PI調(diào)節(jié)限幅時(shí)將下限值設(shè)置為零，上限值設(shè)置為最大值即為周期寄存器的值，將運(yùn)算結(jié)果賦值給比較寄存器 CMPRx，即可生成雙極性 SPWM。 由于混合 SPWM要求四個(gè)開關(guān)管輪流的在低頻和高頻中切換。為了實(shí)現(xiàn)該機(jī)制，在 PI調(diào)節(jié)限幅時(shí)，使上下限值關(guān)于零對(duì)稱，即上限值設(shè)置為周期寄存器的值，下限值設(shè)置為相應(yīng)的負(fù)值。然后將 PI輸出與零進(jìn)行判斷， 其實(shí)現(xiàn)流程如圖 。按以下賦值，即可實(shí)現(xiàn) HPWM輸出。 A/D 精度修正 由于 ADC采樣是系統(tǒng)中的關(guān)鍵部分，它的轉(zhuǎn)換精度直接關(guān)系到 PI控制策略的有效性，因此應(yīng)盡量提高 TMS320F2812的內(nèi)部 ADC模塊的精度。但在實(shí)際使用中，發(fā)現(xiàn) TMS320F2812 內(nèi)部 ADC的轉(zhuǎn)換結(jié)果誤差較大，如果直接將此轉(zhuǎn)換結(jié)果用于控制，必然會(huì)降低控制精度。為了克服這個(gè)缺點(diǎn)，提高其轉(zhuǎn)換精度，在實(shí)際調(diào)試中通過大量的實(shí)驗(yàn)，在軟件上進(jìn)行修正，起到了很好的效果。 TMS320F2812 的 A/ D轉(zhuǎn)換器主要存在失調(diào)誤差和增益誤 差。理想情況下， ADC 模塊轉(zhuǎn)換方程為 y x mi?? 其中 x=輸入電壓值 *4095/， y = 輸出計(jì)數(shù)值， mi為理想增益 1。 在實(shí)際中， A/D 轉(zhuǎn)換模塊的各種誤差是不可避免的，這里定義具有增益誤差和失調(diào)誤差的ADC模塊的轉(zhuǎn)換方程為 y x ma b? ? ? 圖 HPWM實(shí)現(xiàn)流程 PI 輸出 U out 1PI 輸出U out 2 = U out 1U out 1 0 ? C MPR 1 = 0C MPR 1 = U out 1U out 2 0 ? C MPR 2 = T 1 PRC MPR 2 =T 1 PR U out 1NNYY式中 ma為實(shí)際增益， b為失調(diào)誤差。通過對(duì) TMS320F2812的 ADC信號(hào)采集進(jìn)行多次測(cè)量后，發(fā)現(xiàn) ADC增益誤差一般 在 5%以內(nèi)，即 ma，失調(diào)誤差一般在 2%以內(nèi)，即 80b+80。ADC的理想狀態(tài)及實(shí)際狀態(tài)比較如圖 。如以最壞情況 y=+80為例，求得其最大輸入電壓值為 ，有效位數(shù)為 Ln4015/Ln2=。 通過以上分析可以看出， TMS320F2812 的 ADC 轉(zhuǎn)換精度較差的主要原因是存在增益誤差和失調(diào)誤差，因此要提高轉(zhuǎn)換精度就必須對(duì)兩種誤差進(jìn)行補(bǔ)償。對(duì)于 ADC 模塊采取了如下方法對(duì)其進(jìn)行校正。選用 ADC 的任意兩個(gè)通道作為參考輸入通道，并分別提供給它們已知的直流參 考電壓作為輸入，本設(shè)計(jì)采用 ADCREFP 和 ADCREFM 引腳的內(nèi)部參考電壓值，分別是 2V 和 1V。通過讀取相應(yīng)的結(jié)果寄存器獲取轉(zhuǎn)換值，利用兩組輸入輸出值求得 ADC 模塊的校正增益和校正失調(diào)，然后利用這兩個(gè)值對(duì)其他通道的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償，從而提高了 ADC 模塊轉(zhuǎn)換的準(zhǔn)確度。下面介紹了如何利用方程獲取 ADC的校正增益和校正失調(diào)。具體計(jì)算過程如下： 獲取已知輸入?yún)⒖茧妷盒盘?hào) xH和 xL所對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換值 yH和 yL；利用方程及已知的參考值 (xL，yL)和 (xH， yH) 計(jì)算實(shí)際增益及失調(diào)誤差： ? ? / ( )H L H Lm a y y x x? ? ? LLb y x ma? ? ? 定義輸入 x=y*mbmc，則由方程 y=x*ma+b得校正增益 mb=1/ma，校正失調(diào) mc =b/ma。將所求的校正增益及校正失調(diào)應(yīng)用于其他測(cè)量通道，對(duì) ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果進(jìn)行校正。 上述即為實(shí)現(xiàn) ADC校正的全過程，通過使用這種方法， ADC的轉(zhuǎn)換精度有很大提高。 同頻同相控制方法 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)控制器的另一塊主要工作即為并網(wǎng)算法的實(shí)現(xiàn)，由于本控制器采用高速數(shù)字信號(hào)處理器（ DSC）作為主控制器，足以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜算法，因此采用軟 件鎖相的方法實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，相比傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)，節(jié)省了硬件的開支。其基本組成如圖 ，在電網(wǎng)電壓正常時(shí)，則選用電網(wǎng)電壓過零信號(hào)作為同步信號(hào)來做頻率修正，再檢測(cè)相位差進(jìn)行修正。 圖 ADC實(shí)際增益和理想增益圖 04095輸出 ( y )4095實(shí)際偏移 b實(shí)際增益 ma頻 率 修 正檢 測(cè) 相 位 差相位修正基 準(zhǔn) 正弦 發(fā) 生過 零 檢 測(cè)過 零 檢 測(cè)acUoI 圖 并網(wǎng)軟件鎖相環(huán) 系統(tǒng)設(shè)計(jì) 本意是將外界輸入的正弦基準(zhǔn)電壓作為電流給定，本設(shè)計(jì)對(duì)此功能做了進(jìn)一步優(yōu)化，可在輸入正弦信號(hào)畸變（實(shí)際電網(wǎng)電壓存在波形不好的情況）的情況下實(shí)現(xiàn)同頻同相。實(shí)現(xiàn)方法如下：將輸入基準(zhǔn)信號(hào) uREF通過圖 ， 由 DSP捕獲其上升沿 和下降沿，調(diào)整正弦表相位和輸入基準(zhǔn)信號(hào)一致；通過計(jì)數(shù)法計(jì)算輸入方波信號(hào)的周期，調(diào)整正弦表讀數(shù)頻率，實(shí)現(xiàn)頻率鎖定。 軟件抗干擾 當(dāng)光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變器的運(yùn)行環(huán)境十分惡劣或者干擾十分嚴(yán)重時(shí)，對(duì)數(shù)字控制器運(yùn)行的可靠性和安全性有很高的要求，除了在硬件電路上需要安排一些必要的抗干擾措施外，還需要在軟件上采用抗干擾技術(shù)。 疊加在被測(cè)模擬輸入信號(hào)上的噪聲干擾，會(huì)導(dǎo)致較大的測(cè)量誤差，但由于噪聲的隨機(jī)性，我們可以通過軟件濾波的方法來濾除虛假信號(hào)，求出其真實(shí)信號(hào)。 當(dāng)噪聲干擾竄入數(shù)字系統(tǒng)時(shí)，后果更加嚴(yán)重，會(huì)導(dǎo)致 處理器 的 失控，最典型的故障是破壞程序計(jì)數(shù)器 PC 的狀態(tài)， 從而 導(dǎo)致程序從一個(gè)區(qū)域跳轉(zhuǎn)到另一個(gè)區(qū)域，或者程序在地址空間內(nèi)“ 亂飛 ” ，甚至陷入 “ 死循環(huán) ” 。為了將 “ 亂飛 ” 或陷入 “ 死循環(huán) ” 的程序重新納入正軌，我們可采取一些必要的軟件抗干擾措施，常用的有軟件陷阱技術(shù)和看門狗技術(shù)。 1）軟件陷阱技術(shù) 當(dāng)亂飛的程序進(jìn)入非程序區(qū)，我們可以設(shè)置軟件陷阱，將其迅速引向一個(gè)指定位置，從而使程序恢復(fù)正常運(yùn)行。本系統(tǒng)中，在未用的程序空間用 0x5555H 數(shù)據(jù)填滿。當(dāng) “ 跑飛 ” 程序進(jìn)入此區(qū)，使會(huì)自動(dòng)跳轉(zhuǎn)到程序開頭，從而重新開始程序的正常運(yùn)行。 2）看門 狗技術(shù) TMS320F2812 處理器 受到干擾而失控，引起程序亂飛，也可能使程序陷入 “ 死循環(huán) ” ，軟件陷阱技術(shù)不能使失控的程序擺脫 “ 死循環(huán) ” 的困境。這時(shí)，只有采用看門狗技術(shù)才能使程序擺脫死循環(huán)?？撮T狗技術(shù)就是不斷監(jiān)視程序循環(huán)的運(yùn)行時(shí)間，若發(fā)現(xiàn)時(shí)間超過循環(huán)設(shè)定時(shí)間，則認(rèn)為系統(tǒng)陷入死循環(huán)，然后強(qiáng)迫程序進(jìn)入錯(cuò)誤處理程序，使系統(tǒng)進(jìn)入正軌。本系統(tǒng)采用TMS320F2812 自帶的看門狗，它通過復(fù)位使系統(tǒng)從錯(cuò)誤的操作中恢復(fù)。當(dāng)軟件沒能在看門狗定時(shí)器溢出之前將其清零，看門狗定時(shí)器將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)產(chǎn)生一次復(fù)位，從而防止程序死循環(huán)的出現(xiàn)，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定地運(yùn)行。 6 創(chuàng)新點(diǎn) —— 提高系統(tǒng)效率 提高轉(zhuǎn)化效率的重要途徑是在電路設(shè)計(jì)中減少損耗。設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)，雙極性控制的正弦脈寬調(diào)制（ bipolar PWM）跟單極性控制的正弦脈寬調(diào)制（ unipolar PWM），其功率管均以較高的開關(guān)頻率工作。雖然得到了較理想的輸出正弦電壓波形，但頻率越高，損耗越高。 為了很好地將頻率和損耗綜合考慮，我們采用 HPWM（ hybrid PWM）控制。它仍然屬于單極性控制方式，不同的是，工作時(shí)總是一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在高頻，而另一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在低頻。兩 只功率管以較高的開關(guān)頻率互補(bǔ)開關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓波形；另外兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而很大程度減小了開關(guān)損耗，進(jìn)而提高了效率。 7 測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果 測(cè)試方案及測(cè)試條件 （ 1)測(cè)試儀器： 直流穩(wěn)壓電源、數(shù)字萬用表、數(shù)字示波器 等 (2)測(cè)試主要方案： ? 最大功率點(diǎn)跟蹤的測(cè)試：改變電源內(nèi)阻以及負(fù)載，用萬用表分別測(cè)試 DCAC 的輸入端和電源輸出端電壓，記錄讀數(shù)，計(jì)算是否滿足 MPPT。 ? 頻率跟蹤和相位跟蹤的測(cè)試：雙蹤示波器的兩個(gè)通道分別接參考信號(hào)和輸出信號(hào)，對(duì)參考信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié) (45Hz~55Hz)，利用數(shù)字示波器讀出各個(gè)頻率點(diǎn)的輸出頻率，與輸入進(jìn)行比較；相位通過直接觀察比較兩路輸入的波形。 ? DCAC 變換器效率和失真度的測(cè)試：這一測(cè)試環(huán)節(jié)需要兩個(gè)萬用表和雙蹤示波器，萬用表串接入 DCAC的變換前后，測(cè)得 Id和 I01，注意后者是交流電。從示波器讀出 Ud 和 U01，計(jì)算得到變換效率。 主要測(cè)試結(jié)果 類型 序號(hào) 項(xiàng)目與指標(biāo) 測(cè)試記錄 基本要求 (1) 最大功率點(diǎn)跟蹤功 能 RL=30Ω 時(shí)，測(cè)量 RS=30Ω 和RS=36Ω 時(shí)的 Ud，分別記為Ud1和 Ud2 US= V Ud1= V， Ud2= V RS=30Ω 時(shí) ， 測(cè)量 RL=30Ω 和RL=36Ω 時(shí)的 Ud， 分別記為Ud1和 Ud2 US= V Ud1= V， Ud2= V (2) 頻率跟蹤功能：RS=RL=30Ω 時(shí)，測(cè)量不同 fREF下的 fF fREF=45Hz fF= 45 Hz fREF=50Hz fF= 50 Hz fREF=55Hz fF= 55 Hz (3) RS=RL=30Ω 時(shí)，測(cè)量 效率 ： ?≥ 60%滿分，每降低 1%扣 1分 Uo1= V Io1= A Ud= V Id= A ?= % (4) RS=RL=30Ω 時(shí) ， 測(cè)量 uo的失真度 ：THD ≤ 5%滿分 ， 每增加 1%扣 1分 THD = 2 % (5) 欠壓 保護(hù) 欠壓 保護(hù)功能 （ 有 √ 無 ）； 動(dòng)作 電壓 Ud（ th） = V (6) 過流保護(hù)功能 過流保護(hù)功能（有 √ 無 ）； 動(dòng)作電流 Io（ th） = A 工藝 發(fā)揮部分 (1) ? ≥ 80%滿分，每降低 1%扣 ?= % (2) THD ≤ 1%滿分，每增加 1%扣 1分 THD = 2 % (3) 相位跟蹤功能：RS=RL=30Ω 時(shí)，測(cè) uF與 uREF的相位差 ?? 測(cè)量 不同 fREF下的 ?? REF 45Hz?f： 1?? = 1度 ?REF 50Hzf ： 2?? = 1度 ?REF 55Hzf ： 3?? = 3度 測(cè)量容性負(fù)載下的 ?? REF 45Hz?f ： 1?? = 1度 ?REF 50Hzf ： 2?? = 1度 ?REF 55Hzf ： 3?? = 2度 (4) 自動(dòng)恢復(fù)功能 有 √ 無 (5) 其他 測(cè)試結(jié)果分析 由測(cè)試結(jié)果可見，基本要求以及發(fā)揮部分均達(dá)到所需指標(biāo)： 1） 具有最大功率點(diǎn)跟蹤功能，在各種負(fù)載情況下 Ud均穩(wěn)定在 30V左右。 2） 具有頻率跟蹤功能，相對(duì)誤差 %。實(shí)際跟蹤范圍超過 45HZ55HZ。 3） 在各種負(fù)載情況下， DCAC 變換效率超過 80%，最高達(dá) 88%。 4） 輸出失真度在 2%附近。 5） 具有 欠壓保護(hù) 和 過流保護(hù) 功能，且在故障排除后能 自動(dòng)恢復(fù) 正常狀 態(tài)。 6） 具有相位跟蹤能力，在各種負(fù)載情況下，偏差小于 3176。 7） 為模擬實(shí)際電網(wǎng)電壓畸變的情況，本系統(tǒng)可在輸入正弦參考信號(hào)畸變（例如輸入方波信號(hào)）的情況下正常工作。 8 附錄 圖 驅(qū)動(dòng)板 PCB圖 圖 主控制板 PCB圖 圖 系統(tǒng)實(shí)物圖