電流模式dc-dcconverter設計-資料下載頁
2025-08-07 01:14本頁面
【正文】 s≤12μH 。也就是說基于良好的小信號動作的考量，電感值必需在此范圍內選擇，相較之下大信號LIS的設計guide line如下所示:ILAVE(max) :電感內的平均電流最大值。由于LIS成為Lss范圍內的值。 圖13 LM3477構成的電流模式控制step down converter 圖14 電流模式控制的DCDC轉換器LM3477內部方塊圖 ?可以提高電感設計自由度的控制IC如果大信號電感值LIS超過小信號電感值LSS時，根據(jù)式(4)可知，LSS是Vout，RSEN，Don，F(xiàn)SW，VSL，Q的關數(shù)。雖然Vout，RSEN，Don，Q 是根據(jù)設計規(guī)格決定的變量(parameter)，不過必需注意的是其中只有 是IC廠商設定的內部slope補償值，因此設計上必需要求IC廠商設定值正確的VSL，使電感能有適當?shù)膽梅秶?range)。上述LM3477是以一個電阻調整內部既定slope補償值的電流模式控制器(controller)，由于slope補償值Se被當作既定值內建于LM3477IC內部，因此電感的選擇比較容易?？赡芤l(fā)sub harmonic發(fā)振的場合，可增加補償slope Se作對策，slope調整用電阻RSL(Ω)與補償slope Se(V/μS)之間具有下列關系: 電感與位相補正電路的設計實例最后要介紹由LM3477構成的電流模式控制DCDC Converter位相補償電路設計實例，圖13是設計后的定數(shù)。設計規(guī)格如下:? 的Inductance根據(jù)式(4)可知，小信號時獲得良好動作的電感值范圍，可用下式求得: 也就是說基于良好的大信號動作的考量，最差的情況(worst case)如果將最大輸出電流的30%，設成可使ripple電流變成peak to peak的話，根據(jù)式(5)可知: ，而且peak to peak 的ripple電流比最大輸出電流的30%更大，因此最后決定選用3μH作為L 的電感值。?位相補正電路Rc與Cc的設計電流模式的優(yōu)點是由于輸出電容與負載電阻構成的并聯(lián)電路，pole會集中在低頻范圍內，因此只需將一個 Newt Work，與誤差增幅器的輸出端連接就可獲得補償。為制作已經過穩(wěn)定化的歸返回路，因此必需用1 pole使該回路具備 的衰減特性。如圖15所示它是利用誤差增幅器的0補正特性，消除輸出電容與負載電阻造成的pole，同時藉由誤差增幅器的補償gain，達成band寬度設定的目的。位相補正電路Rc可利用下式求得: 圖15 利用誤差增幅器的0補正，消除輸出電容與負載電阻造成的pole 在中間頻率的補償gain，可利用誤差增幅器與它的輸出阻抗(impedance)設定。由于LM3477使用transformer conductance增幅器，因此它的gain Ap是用下式表示: 根據(jù)式(11)可知，中高頻時gain會降至gmRc以下，為獲得目標的頻寬必需設定gmRc，電力增幅段的頻率特性超過pole時，會以20dB/dec. 的速率衰減。 大約是switching頻率的1/10比較適宜，此處假設設定為40kHz，根據(jù)式(7)計算可獲得以下結果:如此就可以完成補償電路的設計?！? 結語電流模式控制的轉換器必需增加設置各種電路，因此設計上顯得比較復雜，不過電流模式控制的優(yōu)點卻大于缺點(demerit)，尤其是輸入電壓范圍很大的系統(tǒng)例如PC、高頻通訊設備，或是要求低輸出變動的系統(tǒng)，電流模式控制具備的線形調整特性就可獲得充分的發(fā)揮。此外利用補償設定的過渡反應over shot、link時間、穩(wěn)定性，不論是連續(xù)模式或是非連續(xù)模式，兩者的性能幾乎完全相同。相較之下電壓模式控制的轉換器為維持連續(xù)模式，必需設置很大的磁氣電路。電流模式控制的另一項優(yōu)點是它使用結構簡單的pole zero，加上IC化的電路使得元件的使用數(shù)量大幅減少，同時還可以降低電容器的容量與外形體積，輸出電容對ESR無特別的要求。整體而言由于電流模式控制的轉換器具備以上各種特征，使得電流模式控制轉換器的所有控制電路可以內建于IC內部，regulator因而獲得更大的設計自由度。
教學教案相關推薦
鄂ICP備17016276號-1