電動汽車充電器電路拓撲的設計考慮-資料下載頁
2025-07-29 14:16本頁面
【正文】 案因變換器和感應耦合器得到了很好的匹配，頗具吸引力。該變換器可以工作于高于諧振頻率的ZVS狀態(tài)，或低于諧振頻率的ZCS狀態(tài)，如圖14所示。輸出電壓可采用變頻控制。然而，為了優(yōu)化感應耦合器性能，一般設計為高頻對應于輕載工作，低頻對應于重載工作，從而在頻率變化范圍內，變換器的開關損耗基本保持恒定。由于并聯諧振電路的升壓特性，最大的變換器電壓增益稍大于1。對于輸入電壓450V，輸出電壓400V，可用1∶1的匝比。這種變換器輕載工作時輸出電壓控制特性比較差，需要采用其他的一些控制技術。一種方案是使用輸入Boost級調節(jié)輸出電壓，另一種方案是采用PWM或移相控制。這兩種控制技術在相關文獻中都有較詳細的介紹。 充電模式3這是一種快速充電模式，主要針對長距離旅行情況進行充電。充電器對應高功率特性（100kW），主要用于一些固定的充電站。對于100kW的功率等級，充電時間約為15min。為提高功率因數，降低輸入電網諧波，變換器輸入端一般需要采用有源整流電路，如圖15所示?？梢圆捎貌煌目刂品桨福ㄊ噶靠刂?，六階梯波控制，數字控制技術等[11]。為了進一步提高變換效率，允許高頻工作，可以采用如圖16所示的ZVT電路。利用輔助電路實現了主開關器件的ZVT，主開關仍為PWM控制。如前所述，高功率充電模式通常只在充電站使用。因為，充電站可能會裝有多個充電器，每個充電器均采用單獨的整流級必然會使系統體積龐大，成本大大增加。為簡化系統設計，可為整個充電站配備一個專門的PFC或諧波補償變換器，從而充電主電路，都連接在同一個有源輸入整流電路上，如圖17所示。有源濾波器定額約為充電站額定功率定額的20％。在整流端一般采用直流側電感來提高整流器的功率因數，可以選用串聯或并聯方式的有源濾波方案。有源濾波器可以采用傳統硬開關PWM逆變器電路，或采用軟開關逆變器，從而工作在更高開關頻率，提高控制帶寬，對更高階的諧波進行補償。諧振直流環(huán)節(jié)變換器比較適合于在較寬中功率范圍逆變器場合下工作。圖18給出了有源箝位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器功率電路。與傳統PWM變換器不同的是，諧振直流環(huán)節(jié)逆變器采用離散脈沖調節(jié)（DPM，Discrete Pulse Modulation）控制，開關頻率較高，所需的濾波器尺寸較小。此外，由于dv/dt得以控制，所產生的EMI較小。與充電模式2類似，充電變換器可以直接采用全橋或帶諧振的全橋變換器。但是，由于充電模式3功率級更高，與諧振式全橋變換器相比，一般的全橋變換器必然會對應很高的峰值電流。因此，應當考慮采用ZVS或ZCS諧振全橋拓撲來有效降低損耗。 如前所述，串并聯全橋諧振型變換器是可選拓撲，它滿足了感應耦合充電變換器的所有設計考慮，并且完全利用了感應耦合器的等效電路元件。根據功率器件性能差異，可分別選擇ZVS或ZCS方案。對于高功率等級和高頻場合，具有相對較小導通損耗和高頻能力的IGBT具有較大的吸引力。由于感應耦合器優(yōu)化設計的頻率范圍為70～300kHz，因此，需要軟開關技術來優(yōu)化IGBT的性能。文獻[10]中結果表明：在ZVS情況下，IGBT關斷損耗仍然較大，管芯溫度較高；而ZCS可使得IGBT在ZCS情況下關斷，減小了關斷損耗，使IGBT能夠更好地用于高開關頻率下。為了進一步降低器件電流應力，減小傳輸電纜的尺寸和重量，可以采用較高電平的總線電壓。此時感應耦合器可以采用2∶1的匝比。從而當副邊采用4匝時，原邊要采用8匝。對于400V的電池電壓，直流總線電壓至少必須為DC800V，此時必須采用定額為1200V/400A的IGBT。5 結語本文根據SAEJ1773對感應耦合器的規(guī)定，對電動汽車供電電池的充電器進行了討論。根據感應耦合器的標準及不同的充電模式，確定了與感應耦合器相匹配的充電器的幾種設計方案，對適合不同充電模式的電路拓撲進行了選擇。最后給出了分別適合于不同充電等級的備選變換器拓撲方案。 13 / 13
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