【正文】 通現(xiàn)象，為了提高系統(tǒng)的動態(tài)響應，可以盡量增大最大占空比，因此在設計時，將死區(qū)設置電容盡量選小，由，我們選CT＝1nF，RT＝20k//30k歐，死區(qū)時間為＝，％。（2）主功率管的驅動電路： 主功率管的驅動電路。設計時應考慮：①由于雙管正激電路結構上的需要，兩個主功率管必須電氣隔離，因此采取了如圖所示的隔離驅動電路。②輸入為2846輸出的方波信號，由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件，2846提供的兩個圖騰柱輸出級電路結構不太適用，因此經對管QQ2驅動。③為了提供MOS管的關斷耐壓和抑制干擾的能力，開關管關斷時在其柵源間加負電壓。C為隔直電容，RR3為柵極驅動電阻，目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。穩(wěn)壓二極管目的是防止MOS管正負驅動電壓過高損壞管子。該電路的優(yōu)點是該電路只使用一個+15V電源，即為單電源。由于隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，因此有較高的抗干擾能力。RR4和穩(wěn)壓管是為了提高MOS管的抗電壓尖峰和抗干擾的能力，其原理分析如下：MOS管的等效電路如圖所示，MOS管有三個寄生電容和一個體二極管。當在漏源之間有電壓尖峰時，通過和有一個位移電流，由于，這個位移電流主要由決定，即。這個位移電流會對充電，如果柵源電壓達到開啟電壓，開關管就會誤導通。加入電阻RR4會吸引走一部分的位移電流，從而提高開關管的抗電壓尖峰的能力。但是這兩個電阻不可以加的太小，增加驅動電路的負擔，～20K。該電路所存在的一個較大缺點是其輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其正向電壓不超過MOS管柵極的允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍較小的場合。（3）電流峰值電流設定、限定調整工作原理。Vref基準電壓經電阻RR2到地。當E/A誤差放大器輸出電壓為V1+Vbe時，晶體管將導通。因此，電流限制端1的電壓V1調定值，即調節(jié)了E/A的限幅值。此限幅值的1/3即應為電流測定電阻Rs的電壓值。當比較器+、－端相等時，比較器輸出為零占空比，兩路輸出全部關閉。因此，使比較器輸出為零占空比的閥值電壓為； 峰值電流計算示意圖4 頻域仿真與實驗結果分析根據(jù)第二章建立起來的小信號模型，我們對交錯雙管正激變換器簡化后的單一buck系統(tǒng)進行了仿真。一個系統(tǒng)的性能指標主要反應在以下幾個方面：穩(wěn)定性：系統(tǒng)的穩(wěn)定性主要反應在相角裕度和幅值裕度上，相角裕度大于零，幅值裕度大于1，則系統(tǒng)穩(wěn)定。為了使系統(tǒng)具有好的穩(wěn)定性能和好的動態(tài)性能，通常相角裕度取在45～60左右，幅值裕度大于6dB。動態(tài)性能：動態(tài)性能主要體現(xiàn)在系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率上，截止頻率越大，動態(tài)響應越大，但是在開關電源這個系統(tǒng)里，截止頻率受到開關頻率的限制。為了防止次諧波振蕩現(xiàn)象，電流環(huán)的截止頻率在小于1/2開關頻率的情況下盡量取大，電壓環(huán)的截止頻率通常取在1/10的內環(huán)截止頻率處。同時系統(tǒng)的低頻增益越高系統(tǒng)的動態(tài)性能越好，且精度越高。輸入抗擾動能力：這主要表現(xiàn)在輸入音頻衰減函數(shù)Ac(s)的幅值| Ac(s)|上，| Ac(s)|越大輸入抗干擾能力越差，反之越強。設計時盡量減小輸入音頻衰減函數(shù)Ac(s)的幅值| Ac(s)|。輸出抗擾動能力：這主要表現(xiàn)在閉環(huán)輸出阻抗Zoc(s)的幅值| Zoc(s)|上，| Zoc(s)|越小則輸出抗負載干擾能力越強。 根據(jù)以上的分析和準則，來完成參數(shù)的選擇和優(yōu)化。以下是一組優(yōu)化的數(shù)據(jù)，將其代入式中，用Matlab畫出它們的頻率特性，分析系統(tǒng)的各種性能。功率級參數(shù)： 調節(jié)器參數(shù)：Vin＝400V Ri=10Vout=12V R1=L=10uH R2=220kC=4000uF C1=R= C2=33pFf=80kHz Fm=1/（+*10）Np:Ns=38:4=（1）電流環(huán)的頻率特性目標函數(shù)為：。Fm=1/(+k*) k=0： 電流環(huán)路隨變化的幅頻曲線圖中所示當斜坡補償?shù)男甭蕪?增大到8時，可以看出加入補償斜坡以后，系統(tǒng)的相位裕度顯著增大，能夠提高電流環(huán)路的穩(wěn)定性。圖中的尖峰是由采樣增益He(s)引起的，它在電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)中形成了兩個共軛的右半平面零點，從而形成了諧振峰和90度相移，有關采樣增益He(s)的詳細解釋和推導參見文獻。（2）電壓環(huán)的頻率特性目標函數(shù)為：。 電壓環(huán)幅頻曲線電壓環(huán)幅頻曲線在截止頻率附近的斜率不大，過了截止頻率之后迅速下降，相頻曲線在低頻時相角改變不大。系統(tǒng)具有很好的穩(wěn)定性和很強的抗干擾能力。（3）輸入音頻衰減函數(shù)的頻率特性目標函數(shù)為：。 輸入音頻衰減函數(shù)的幅頻曲線輸入音頻衰減函數(shù)的幅頻曲線很低，系統(tǒng)的抗輸入擾動能力很好。系統(tǒng)的輸出電壓的低頻紋波很小。（4）閉環(huán)輸出阻抗的頻率特性目標函數(shù)為：。 輸出阻抗的幅頻曲線在低頻段，閉環(huán)輸出阻抗很小，說明輸出電壓隨負載變化的很小，輸出電壓精度高、紋波小。根據(jù)前面的分析。功率因數(shù)校正采用UC3854BN為主控芯片；逆變電路采用UC2846為主控芯片，結合本文第二章所論述的原理和第三章所設計的電路參數(shù)，制作了一臺實驗樣機，實驗情況如下。實驗裝置：1kW鉛酸電池充電器一臺。實驗系統(tǒng)所采取的參數(shù)：前級BOOST電路：輸入交流電壓： 90—270 V； 開關頻率為： 67kHz；輸出直流電壓： 385V；開關管S5為STW45NM50，二極管D5為DSEP3006A；升壓電感L5為300uH，輸出濾波電容為四個220u/450V并聯(lián)。后級交錯并聯(lián)雙管正激：輸入直流電壓： 385V；開關頻率為： 80kHz ；輸出直流： 29V；開關管為IRFP450；雙管正激二極管為MUR460；輸出整流管及續(xù)流管為DSEI6002A。輸出電感為10uH，輸出電容為四個1000u/35V并聯(lián)。性能指標要求： 功率因數(shù)： ； 輸出電壓穩(wěn)壓精度：177。%普通萬用表；普通電感表；數(shù)字示波器TDS320；電子負載；我們用Saber對交錯雙管正激進行開環(huán)時域仿真分析，對PFC（在做實驗時由于一些原因我們用的頻率為100kHz，參數(shù)做了相應的改動）用Matlab進行了閉環(huán)仿真分析。 兩路開關管Vds波形 變壓器繞組電流波形 輸出電感上的電流波形 輸入電壓電流波形以下為實驗所測波形: 輸入電壓電流波形 CH110A/divCH2100V/div DCDC場效應管Vds（滿載） 輸出續(xù)流管 (滿載) 輸出整流管 (滿載) 動態(tài)(25%50%25%) 動態(tài)(50%75%50%)。從中可以看出，兩路互差；如前面第二章所述，在開關管關斷時，變壓器電感和上下管電容發(fā)生諧振，直到另一路開關管關斷。這個過程中，變壓器磁芯有個短暫的反向磁化過程，占空比越小，負載越大，這個過程越明顯。，輸入電流(CH1)和電壓(CH2)基本上是同相位的。但是輸入電流波形畸變比較厲害，%。這是多方面的原因，首先可能是輸入電壓畸變比較厲害；其次可能是前饋環(huán)節(jié)或電壓誤差放大器的參數(shù)設置不合理。調整前饋環(huán)節(jié)和電壓誤差放大器的參數(shù)發(fā)現(xiàn)沒有多大改觀，檢測市電電壓的THD，%，因此輸入電流的畸變主要是由輸入電壓引起的。，在滿載穩(wěn)態(tài)時電感工作在連續(xù)狀態(tài)。，整流管的頻率是80kHz，二續(xù)流管的頻率為160kHz，這樣使得電感可以設計得體積更小，輸出電流紋波減少。 ，當負載進行大的切換時，系統(tǒng)經過1ms逐漸恢復，動態(tài)響應速度快，系統(tǒng)穩(wěn)定。 本章小結從以上實驗波形可看出，實驗結果與理論分析和仿真基本吻合。前級電路實現(xiàn)了功率因數(shù)校正，后級電路簡單可靠，實現(xiàn)了電路的設計要求。通過對實驗結果的分析，可得出以下結論：（1） 平均電流控制的PFC，電流畸變率可以降到10%以下，有效地減小了諧波污染。（2）交錯雙管正激變換器采用電流型控制芯片UC2846，其采用輸出電壓外環(huán)PID調節(jié)，電感電流采用峰值電流模式控制，改善了系統(tǒng)的開環(huán)頻率特性。采用電流模式控制后，電壓環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)中不再有共軛極點，其頻率特性曲線也沒有高的諧振峰。（3）前級預穩(wěn)壓，后級交錯雙管正激變換器，系統(tǒng)可靠性很高。5 全文總結本文針對市電全范圍電壓輸入24Vdc輸出1kW充電器，基于功率因數(shù)校正和交錯并聯(lián)雙管正激理論，通過分析比較幾種相關的變換器拓撲，選擇除了適合低壓大功率輸出的DC－DC拓撲——前級帶PFC的交錯并聯(lián)雙管正激變換器，進行了電路原理分析，參數(shù)設計，小信號模型分析和電路仿真，給出了工程設計方法。最后給出了實驗波形結果。經過大量的調查、理論分析、仿真及實驗研究，特作以下總結:（1）通過分析諧波污染的成因、危害以及抑制的方法可知，PFC對抑制諧波污染，提高功率因數(shù)具有重要意義；在PFC的幾種控制策略當中，平均電流控制具有諸多的優(yōu)點：電流環(huán)有較高的增益帶寬、跟蹤誤差小、瞬態(tài)特性較好、THD和EMI小、對噪聲不敏感、開關頻率固定、適用于大、中、小功率應用場合，因此是目前PFC應用最多的一種控制方式。實驗結果表明，采用平均電流控制的PFC，輸入電流畸變率降到10%以下。（2）本文對DC/DC基本拓撲電路進行了分析和比較，最后采用了交錯并聯(lián)雙管正激的拓撲結構，該電路簡單可靠；對交錯并聯(lián)雙管正激變換器的穩(wěn)態(tài)工作進行了原理分析。對PWM反饋控制的四種模式進行了分析比較，著重對峰值電流模式的優(yōu)缺點進行了論述，論述了斜坡補償?shù)淖饔谩２ο到y(tǒng)采用UC2846這種峰值電流控制芯片進行了介紹，詳細推導了Buck電路采用了加有斜坡補償?shù)姆逯惦娏髂Ｊ降男⌒盘柲Ｐ?，對其進行了頻域仿真。仿真結果證明了斜坡補償可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，峰值電流控制模式能改善系統(tǒng)的頻率特性。（3）前級PFC實現(xiàn)預穩(wěn)壓，為后級交錯并聯(lián)雙管正激提供一個特性較硬的直流電源，減小了交流輸入變化對系統(tǒng)輸出的影響；交錯并聯(lián)環(huán)節(jié)通過雙環(huán)系統(tǒng)調節(jié)輸出電壓，有效的消弱了負載突變對輸出的影響。通過兩級穩(wěn)壓，該系統(tǒng)可以很好的抵抗外部干擾。從系統(tǒng)輸出端看，雙管正激變換器看似占空比提高一倍，頻率加倍，可以使電感體積更小，降低輸出紋波。（4）通過研究發(fā)現(xiàn)，該電路也存在著一些缺陷：由于開關管是硬開關的，因此管子的電壓、電流應力較大，而且由于是交錯并聯(lián)方式，輸出整流二極管的電壓應力比單路雙管正激多一倍，因此系統(tǒng)效率不是很理想，實際中可以結合成本，規(guī)格要求設計無損吸收電路或者加入軟開關設計減少開關損耗?？偠灾岸瞬捎霉β室驍?shù)校正的交錯并聯(lián)雙管正激電路，既可以實現(xiàn)輸入電流對輸入電壓的跟蹤，降低輸入電流畸變，減小對電網的污染；而且后級電路能夠提高變換器的等效頻率，減小輸出電流脈動，穩(wěn)定可靠，設計簡單，具有一定的實用性。致 謝本論文工作是在尊敬的導師熊蕊教授悉心指導下完成的。熊老師嚴謹治學的作風，淵博的理論知識，豐富的經驗，忘我的工作精神，都給我留下了深刻的印象，使我受益匪淺，在此向熊老師表示衷心的感謝!由于合作的關系，本人在攻讀碩士學位期間，有一半的時間是在斯比泰深圳電子有限公司渡過的，在這期間，研發(fā)部經理王先生、周惟民主管、劉和祥老大、李又幾高工在生活上給了我無微不至的關懷，并給我創(chuàng)造了寬松的科研環(huán)境，特別是在項目進行得不順利時，給予我充分的理解和支持。公司研發(fā)部的周宏恩、趙婕一直與我一起開發(fā)，調試，在我做項目的時候給予了我很大的幫助，采購部很多職員不怨其煩，隨時保證我對器件的需求。在此，對公司所有給予我?guī)椭娜吮硎靖兄x，我不會忘記這一年多的時光！同時還要感謝教研室的陳堅老師、鄒云屏老師、康勇老師、楊蔭福老師、徐至新老師、李曉帆老師、段善旭老師、彭力老師、林樺老師、張凱老師、熊健老師、戴珂老師、裴學軍、楊莉莎老師和鄒濤敏老師、陳有謀老師、趙華明老師、吳艷紅老師等給予的關心和幫助！能順利完成學業(yè)與他們的支持是分不開的。在我三年研究生的求學過程中，得到了眾多師兄師姐和同窗好友的關心和幫助，在此表示衷心的感謝，他們是：周麗霞、仇志凌、張永麗、徐應年、司冬子、魏煒、劉小園、方昕、付潔、牛金紅、鹿婷、曾立、孫友濤、唐軍、丁志亮、李劍等。同時還要感謝本實驗室吳瓊、陳慧民、陳立劍、陳亮、梅純、陳沒、劉靜、李扶中、楊帆等師弟師妹在作者論文完成過程中給予的支持和幫助。 最后，我要感謝家人多年來無怨無悔的支持，對于他們，我只有從心底里說一聲，辛苦了！并祝他們身體健康、事事如意！謹以此文獻給所有曾給予我關心和幫助的人們！ 李建婷 2006/4/20參 考 文 獻[1] 陳堅. 電力電子技術. 北京：高等教育出版社，2002[2] 張占松，蔡宣三. 開關電源的原理與設計（修訂版）. 北京： 電子工業(yè)出版社，2005[3] （第三版）.國防工業(yè)出版社