【正文】 個(gè)數(shù)量級(jí)，呈開路狀態(tài)，立即將電流切斷 ，起到保護(hù)作用。而一旦過流故障被排除掉，器件很快又恢復(fù)成低阻態(tài)。正是這種“低阻（通態(tài)）超高阻（斷態(tài)）”的可持續(xù)轉(zhuǎn)換，才使之能反復(fù)使用而無須更換。自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的電阻－，共分5個(gè)階段：當(dāng)溫度較低時(shí)，其 發(fā)熱量與散熱量達(dá)到動(dòng)態(tài)平衡（階段1）；即使電流稍大或環(huán)境溫度略微升高，增加的熱量仍可散發(fā)到空氣中（階段2）；但是，若電流進(jìn)一步增大（階段3），直至發(fā)熱量大于散熱量時(shí)（階段4），自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的溫度就會(huì)迅速升高，很小的溫度變化量就會(huì)造成電阻值急劇增大，阻擋住電流通過，保護(hù)設(shè)備免受損害；階段5則屬于禁用區(qū)。在過流故障消除后的幾s之內(nèi)，隨著溫度的降低，電阻值又迅速減小。 電阻溫度特性需要指出，自恢復(fù)保險(xiǎn)絲也具有正溫度系數(shù)（PTC）特性，但與具有正溫度系數(shù)特 性的熱敏電阻有著本質(zhì)區(qū)別。它屬于高分子聚 合物－導(dǎo)體，而PTC元件是由鈦酸鋇與稀土元素?zé)Y(jié)而成的陶瓷材料；此外PTC元件在常溫下的電阻值較大，不適合作保險(xiǎn)絲使用。(2) 自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的選取表11部分型號(hào)自恢復(fù)保險(xiǎn)絲參數(shù)產(chǎn)品型號(hào)工作電壓最大值（V）中斷電流最大值（A）功耗（W）MFR166040100MFRX6040MFMSMF66040100MFNSMF63010100已知所設(shè)計(jì)電路的Uo=24V，Io=，故選用MFNSMF型號(hào)的保險(xiǎn)絲。 單片開關(guān)電源保護(hù)電路的設(shè)計(jì) 輸出過電壓保護(hù)電路的設(shè)計(jì)。這里是用兩只PNP和NPN型晶體管VTVT2，來構(gòu)成分立式晶閘管（SCR），其三個(gè)電極分別為陽(yáng)極A、陰極K、門極（又稱控制極）G。反饋電壓UFB經(jīng)穩(wěn)壓管VDZ2和電阻R1分壓后提供門極電壓UG。正常情況下UG較低，SCR關(guān)斷。當(dāng)次級(jí)出現(xiàn)過電壓時(shí)，Uo↑→UFB↑→UG↑，就觸發(fā)SCR并使之導(dǎo)通，進(jìn)而使控制端電壓Uc變成低電平，將TOPSwitchII關(guān)斷，起到保護(hù)作用。穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓與VT2的發(fā)射結(jié)電壓之和等于（UZ2+UBE2），當(dāng)UFB﹥UZ2+UBE2時(shí)，就進(jìn)行過電壓保護(hù)[2]。 輸出過電壓保護(hù)電路 輸入欠電壓保護(hù)電路的設(shè)計(jì)。 輸入欠電壓保護(hù)電路當(dāng)直流輸入電壓UI低于下限值時(shí)，經(jīng)RR2分壓后使VT的基極對(duì)地電壓UB≤，于是VT和VD4均導(dǎo)通，迫使Uc﹤，立即將TOPSWitchII關(guān)斷。設(shè)VT的發(fā)射結(jié)電壓UBE=，VD4導(dǎo)通壓降UF4 =。顯然，當(dāng)VT和VD4導(dǎo)通時(shí)，基極電壓UB=UcUBEUF4==，因此可將UB=。有公式 （）欠電壓值U1=100V，故取R1=1MΩ，再與UB= =。若交流電壓u突然發(fā)生掉電，U1就隨C1的放電而衰減，使Uo降低，一旦Uo降到自動(dòng)穩(wěn)壓范圍之外，C4開始放電，同樣可將TOPSWitchII關(guān)斷[4]。 （） 軟啟動(dòng)電路的設(shè)計(jì)： 軟啟動(dòng)電路增加軟啟動(dòng)電容Css可消除上電瞬間對(duì)電路造成的沖擊，使輸出電壓平滑的升高。本設(shè)計(jì)采用圖中光耦反饋式軟啟動(dòng)電路。Css可限制光耦合器中LED導(dǎo)通時(shí)的尖峰電流，進(jìn)而限制占空比。正常工作時(shí)Css不起作用，斷電后Css可限制經(jīng)R2放電。 μF電解電容器[9]。 電壓及電流控制環(huán)電路(1) 電壓控制環(huán)的設(shè)計(jì)恒壓源的輸出電壓由式（）確定： UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋I(xiàn)R1R1 () 式（）中，UZ2=，UF=(典型值)，需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1，VT2的集電極電流為IC2，光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF，顯然IR1=IC2=IF，并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。(對(duì)應(yīng)于最大占空比Dmax)～(對(duì)應(yīng)于最小占空比Dmin)，現(xiàn)取中間值IC=。因IC是從光敏三極管的發(fā)射極流入控制端的，故有關(guān)系式 IR1=Ic/CTR () 在IC和CTR值確定之后，很容易求出IR1。單片開關(guān)電源須采用線性光耦合器，要求CTR=80％～160％，可取中間值120％。將IC=，CTR=120％代入式()得出，IR1=。令R1=39Ω時(shí)，UR1=。最后代入式()計(jì)算出 UO=UZ2＋UF＋UR1=＋＋ =≈(2) 電流控制環(huán)的設(shè)計(jì) 電流控制環(huán)由VTVTRR3～RC8和PC817A等構(gòu)成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖中，R7為VT1的基極偏置電阻，因基極電流很小，而R3上的電流很大，故可認(rèn)為VT1的發(fā)射結(jié)壓降UBEI全部降落在R3上。則 IOH=UBE1/R3 ()利用下面二式可以估算出VTVT2的發(fā)射結(jié)壓降： UBE1=(kT/q)In(Ic1/Is) () UBE2=(kTq)In(Ic2/Is) () 式中，k為波爾茲曼常數(shù)，T為環(huán)境溫度(用熱力學(xué)溫度表示)，q是電子電量。當(dāng)TA=25℃時(shí)，T=298K,kT/q=。ICIC1分別為VTVT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流，對(duì)于小功率管，IS=410－14A。 因?yàn)榍耙亚蟪鯥R1=IF=IC2=，所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)=(10 14A)= 又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=100Ω=，由此推導(dǎo)出UR6=UR5＋UBE2=＋0662=。取R6=220Ω時(shí)，IR6=IC1=UR6/R6=。下面就用此值來估算UBE1，進(jìn)而確定電流檢測(cè)電阻R3的阻值： UBE1=(10 14A)= R3=IBE1/IOH=。代入式()可求得 IOH= 考慮到VT1的發(fā)射結(jié)電壓UBE1的溫度系數(shù)αT≈－21mV/℃，當(dāng)環(huán)境溫度升高25℃時(shí)，IOH值降為I＇OH=UBE1‖αT‖T/R3=(℃)25℃/= 恒流準(zhǔn)確度為：γ=(I＇OHIOH/IOH)100%=(）100%=%≈8%與設(shè)計(jì)指標(biāo)相吻合。電壓及電流控制環(huán)的單元電路如下圖[12]： 電壓及電流控制環(huán)電路 無損緩沖電路 無損緩沖電路在變換器電路中，主二極管反向恢復(fù)時(shí)，會(huì)對(duì)開關(guān)管造成很大的電流、電壓應(yīng)力，引起很大的功耗，極易造成器件的損壞。為了抑制這種反向恢復(fù)電流，減少損耗，而提出了一種無損緩沖電路。其主要工作原理是，主開關(guān)Q開通時(shí)的di/dt應(yīng)力、關(guān)斷時(shí)的dv/dt應(yīng)力分別受LC1所限制，利用LCC2之間相互的諧振及能量轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)對(duì)主二極管D反向恢復(fù)電流的抑制，使開關(guān)損耗、EMI大大減少。不僅如此，由于開通時(shí)C1上的能量轉(zhuǎn)移到C2，關(guān)斷時(shí)C2和L1上的能量轉(zhuǎn)移到負(fù)載，這種緩沖電路的損耗很低，效率很高[13]。 采用繼電器保護(hù)的限流保護(hù)電路。 采用繼電器的限流保護(hù)電路電路電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流（D1～D4）和限流電阻R1對(duì)濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時(shí)輔助電源Vcc經(jīng)電阻R2對(duì)并接于繼電器K線包的電容器C2充電，當(dāng)C2上的電壓達(dá)到繼電器K的動(dòng)作電壓時(shí)，K動(dòng)作，電源進(jìn)入正常運(yùn)行狀態(tài)[14]。限流的延遲時(shí)間取決于時(shí)間常數(shù)（R2C2），～。 IGBT驅(qū)動(dòng)電路，為了使IGBT穩(wěn)定工作，一般要求雙電源供電方式，即驅(qū)動(dòng)電路要求采用正、負(fù)偏壓的兩電源方式，輸入信號(hào)經(jīng)整形器整形后進(jìn)入放大級(jí)，放大級(jí)采用有源負(fù)載方式以提供足夠的門極電流。為消除可能出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，IGBT的柵射極間接入了RC網(wǎng)絡(luò)組成的阻尼濾波器[16]。此種驅(qū)動(dòng)電路適用于小容量的IGBT。 IGBT驅(qū)動(dòng)電路[21] 電磁干擾濾波器的設(shè)計(jì) 開關(guān)電源電磁干擾的產(chǎn)生機(jī)理 開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾,按噪聲干擾源種類來分,可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。若按耦合通路來分,可分為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩種?，F(xiàn)在按噪聲干擾源來分別說明：(1) 二極管的反向恢復(fù)時(shí)間引起的干擾 高頻整流回路中的整流二極管正向?qū)〞r(shí)有較大的正向電流流過,在其受反偏電壓而轉(zhuǎn)向截止時(shí),由于PN結(jié)中有較多的載流子積累,因而在載流子消失之前的一段時(shí)間里,電流會(huì)反向流動(dòng),致使載流子消失的反向恢復(fù)電流急劇減少而發(fā)生很大的電流變化(di/dt)。(2) 開關(guān)管工作時(shí)產(chǎn)生的諧波干擾 功率開關(guān)管在導(dǎo)通時(shí)流過較大的脈沖電流。例如正激型、推挽型和橋式變換器的輸入電流波形在阻性負(fù)載時(shí)近似為矩形波,其中含有豐富的高次諧波分量。當(dāng)采用零電流、零電壓開關(guān)時(shí),這種諧波干擾將會(huì)很小。另外,功率開關(guān)管在截止期間,高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變,也會(huì)產(chǎn)生尖峰干擾。(3) 交流輸入回路產(chǎn)生的干擾 無工頻變壓器的開關(guān)電源輸入端整流管在反向恢復(fù)期間會(huì)引起高頻衰減振蕩產(chǎn)生干擾。開關(guān)電源產(chǎn)生的尖峰干擾和諧波干擾能量,通過開關(guān)電源的輸入輸出線傳播出去而形成的干擾稱之為傳導(dǎo)干擾。而諧波和寄生振蕩的能量,通過輸入輸出線傳播時(shí),都會(huì)在空間產(chǎn)生電場(chǎng)和磁場(chǎng)。這種通過電磁輻射產(chǎn)生的干擾稱為輻射干擾。(4) 其他原因元器件的寄生參數(shù)，開關(guān)電源的原理圖設(shè)計(jì)不夠完美，印刷線路板（PCB）走線通常采用手工布置，具有很大的隨意性，PCB的近場(chǎng)干擾大，并且印刷板上器件的安裝、放置，以及方位的不合理都會(huì)造成EMI干擾[6]。 開關(guān)電源EMI的特點(diǎn)作為工作于開關(guān)狀態(tài)的能量轉(zhuǎn)換裝置，開關(guān)電源的電壓、電流變化率很高，產(chǎn)生的干擾強(qiáng)度較大；干擾源主要集中在功率開關(guān)期間以及與之相連的散熱器和高平變壓器，相對(duì)于數(shù)字電路干擾源的位置較為清楚；開關(guān)頻率不高（從幾十千赫和數(shù)兆赫茲），主要的干擾形式是傳導(dǎo)干擾和近場(chǎng)干擾。而印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布線,具有更大的隨意性,這增加了PCB分布參數(shù)的提取和近場(chǎng)干擾估計(jì)的難度. EMI測(cè)試技術(shù)目前診斷差模共模干擾的三種方法：射頻電流探頭、差模抑制網(wǎng)絡(luò)、噪聲分離網(wǎng)絡(luò)。用射頻電流探頭是測(cè)量差模 共模干擾最簡(jiǎn)單的方法，但測(cè)量結(jié)果與標(biāo)準(zhǔn)限值比較要經(jīng)過較復(fù)雜的換算。差模抑制網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，測(cè)量結(jié)果可直接與標(biāo)準(zhǔn)限值比較，但只能測(cè)量共模干擾。噪聲分離網(wǎng)絡(luò)是最理想的方法，但其關(guān)鍵部件變壓器的制造要求很高 抑制干擾的措施抑制開關(guān)電源的噪聲可采取三方面的技術(shù)：一是濾波；二是變壓器的繞制；三是屏蔽。(1) 濾波針對(duì)開關(guān)電源主要通過電源線向外傳輸噪聲的特點(diǎn)，采用濾波技術(shù)抑制干擾，可分為：交流側(cè)濾波、直流側(cè)濾波及其他一些輔助措施。交流側(cè)濾波：開關(guān)電源的交流電源線輸入端插入共模和差模濾波器，防止開關(guān)電源的共模和差模噪聲傳遞到電源線中，影響電網(wǎng)中其它用電設(shè)備，同時(shí)也抑制來自電網(wǎng)的噪聲。、B、C、D所示，其中L為共模扼流圈，圖A、B中的電容器C能濾除串模干擾。圖C、D抑制電磁干擾的效果更佳，圖C中的L、C1和C2用來濾除共模干擾，C3和C4用來濾除串模干擾，R為泄放電阻，可將C3上積累的電荷泄放掉，避免因電荷積累而影響濾波特性；斷電后還能使電源的進(jìn)線端L、N不帶電，保證用戶的安全。直流側(cè)濾波：在開關(guān)電源的直流輸出側(cè)插入如圖E所示的電源濾波器，它由共模扼流圈L扼流圈L2和電容CC2組成。為了防止磁芯在較大的磁場(chǎng)強(qiáng)度下飽和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯必須采用高頻特性好且飽和磁場(chǎng)強(qiáng)度大的恒μ磁芯。 其他：C3為安全電容，能濾除初、次級(jí)繞組耦合電容引起的干擾。C8和R7并聯(lián)在D7兩端，能防止D7在高頻開關(guān)狀態(tài)下產(chǎn)生自激振蕩（振鈴現(xiàn)象）；此外，在二次側(cè)整流濾波器上串聯(lián)磁珠也有一定效果。TOPSwitchⅡ由導(dǎo)通變成截止時(shí)，在開關(guān)電源的一次繞組上就會(huì)產(chǎn)生尖峰電壓，這是由于脈沖變壓器漏感造成的，通常用瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）D6和超快恢復(fù)二極管（SRD）D5組成的電路進(jìn)行鉗位，也有用R、C電路的，但效果要稍差一些。 濾波器(2) 減小脈沖變壓器的漏感及分布電容 對(duì)于一個(gè)符合絕緣及安全性標(biāo)準(zhǔn)的脈沖變壓器，其漏感量應(yīng)為次級(jí)開路時(shí)初級(jí)電感量的1％～3％。在磁芯結(jié)構(gòu)尺寸、繞線匝數(shù)一定的情況下，線圈的繞組排列是減小漏感的重要因素，如圖4所示，繞組應(yīng)按同心方式排列，全部用漆包線繞制，留有安全邊距，且在次級(jí)繞組與反饋繞組之間加上強(qiáng)化絕緣層。對(duì)于多路輸出的開關(guān)電源，輸出功率最大的那個(gè)次級(jí)繞組應(yīng)靠近初級(jí)，以增加耦合，減小磁場(chǎng)泄漏。當(dāng)次級(jí)匝數(shù)很少時(shí)，為了增加與初級(jí)的耦合，宜采用多股線平行并繞方式均勻分布在整個(gè)骨架上，以增加覆蓋面積。在條件允許的情況下，用箔繞組作為次級(jí)也是增加耦合的一種好辦法。 在開關(guān)電源的工作過程中，繞組的分布電容反復(fù)被充、放電，不僅使電源效率降低，它還與繞組的分布電感構(gòu)成LC振蕩器，會(huì)產(chǎn)生振鈴噪聲。初級(jí)繞組分布電容的影響尤為顯著。為減小分布電容，應(yīng)盡量減小每匝導(dǎo)線的長(zhǎng)度，并將初級(jí)繞組的始端接漏極，利用一部分初級(jí)繞組起到屏蔽作用，減小相鄰繞組的分布參數(shù)耦合程度。3 屏蔽抑制輻射噪聲的有效方法是屏蔽。用導(dǎo)電良好的材料對(duì)電場(chǎng)屏蔽，用導(dǎo)磁率高的材料對(duì)磁場(chǎng)屏蔽。將電路置于屏蔽殼中，屏蔽殼可靠接地或中性線，接縫處最好焊接，以保證電磁的連續(xù)性。對(duì)于脈沖變壓器內(nèi)部而言的屏蔽，即在一次側(cè)和二次側(cè)間加屏蔽層，簡(jiǎn)單的辦法，用漆包線均勻繞滿骨架一層，繞組的一端接高壓+V端，另一端浮空。，減少了一、二次側(cè)的電場(chǎng)的耦合干擾。此外，將原邊繞在骨架最里邊，原邊起始端與TOPSwitchⅡ的D端連接也是抑制干擾的有效方法。為防止脈沖變