【導(dǎo)讀】提出采用倒下垂控制與下垂控制相結(jié)合的綜合控制策略。該策略在改善微電。的儲(chǔ)能裝置選擇合適的控制策略提供了可能。具體設(shè)計(jì)了逆變單。建立了下垂并聯(lián)控制的數(shù)學(xué)模型及綜合控制微電網(wǎng)系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模。統(tǒng)的優(yōu)化設(shè)計(jì)提供了參考依據(jù)。最后建立基于單相逆變電源的微電網(wǎng)控制系。出的綜合控制策略在系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能與穩(wěn)態(tài)特性方面均具有很好的效果。

　　

【正文】 (46) 2 2 2 2 ( )( ) ( ) ( )icgdtU t R i t L U tdt= + + (47) 其中， iU ， cU ， gU 分別為輸入電壓，電容電壓和輸出電壓； 1i ， 2i ， ci分別為電感 1L 電流，電感 2L 電流和電容電流。 L 1L 2C 2 0 u f2R 圖 LCL濾波器的等效原理圖 第 4章 主電路逆變單元模塊設(shè)計(jì) 23 由于 LCL型濾波器在低頻 (約低于在濾波器諧振頻率下的一半 )時(shí)的表現(xiàn)性能和純電感 L型濾波器相近，其中電感 L=L1＋ L2，容易得到 LCL型濾波器輸出電流 2i 和輸入電壓 iU 之間的傳遞函數(shù)為 (電阻 1R 和 2R 比較小可近似為 0) 2 31 2 1 2() 1() ( ) ( )iisGs U s s L L s L L== ++ 針對(duì) LCL型濾波器是三階環(huán)節(jié)，有可能產(chǎn)生震蕩，為了提高系統(tǒng)的可靠性，避免高頻諧振，在濾波電容上串聯(lián)一個(gè)電阻 R ，經(jīng)推導(dǎo)可得該情況下逆變器輸入電壓 iU 與輸出電流 2i 在靜止坐標(biāo)系下的函數(shù)關(guān)系式 2 321 2 1 2 1 2() 1() ( ) ( ) ( )ciis R C sGs U s L L C s R L L C s L L s+== + + + + LCL型濾波器在低頻以 20dB/十倍頻程進(jìn)行衰減，在高頻則是以 60dB/十倍頻程進(jìn)行衰減，可知該濾波器在濾出高次諧波方面效果比較好。電容器串聯(lián)阻尼電阻后，系統(tǒng)在諧振頻率處諧振幅值非常小，諧振得到了很好的抑制。 LCL濾波環(huán)節(jié)的波特圖如圖 ： 圖 ()cGs的波特圖 LCL 濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì) 根據(jù)電流紋波計(jì)算 12LL+ ，在低頻 LCL濾波器可簡(jiǎn)化 成電感值為12L L L=+的單電感濾波器，故可以用單電感 L濾波器結(jié)構(gòu)計(jì)算 12LL+ 的近似值。輸出濾波電感的最小值由設(shè)定的電感電流紋波決定，本文取 20％的額定(48) (49) 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 24 電流作為設(shè)計(jì)，在 220V/2kVA下設(shè)計(jì)得到 ： 2202020%20m ax ???I ? ? ? ?cDCL f tDL tUVI ???? 0 開(kāi)關(guān)頻率 20sf kHz= ，由于采用單極性倍頻 SPWM調(diào)制，故輸出電壓的實(shí)際載波頻率 2 40scf f kHz== 。開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于工頻頻率，可以得到 ： ? ? ? ? ? ?? ?tDVtDU DCt ??? 10 0()()DCUtDt V= ? ? ? ?DCctDCL Vf tUL UVI ????? 00 當(dāng) 0() 2DCVUt= 時(shí)有最大值 mI 8 DCax sVLfD= 代入 400DCVV= 20sf kHz= max = 得 mHL ? 不同的文獻(xiàn)對(duì) 2L 值的選擇不同，一般取 21LL= 或 = ,本文取1 1L mH= 2 mH= 在電容和電感的選擇上必須達(dá)到一定的平衡。電容越大則流入電容的無(wú)功電流越大，致使電感上的電流和開(kāi)關(guān)管電流也越大，從而降低效率。電容越小，則電感需要增大，使得電感上的壓降增大。根據(jù)電容無(wú)功設(shè)計(jì) C 的大小，取 15％的額定功率作為設(shè)計(jì)， fVPC ??? 代入數(shù)據(jù) 1000P VA= , 220VV= , 50f HZ= ，得 uF= 取實(shí)際值 20C uF= (410) (411) (412) (413) (414) (415) (416) 第 4章 主電路逆變單元模塊設(shè)計(jì) 25 根據(jù) LCL 濾波器諧振頻率設(shè)計(jì)小于 倍的 開(kāi)關(guān)頻率 1212112 1 0r e s cLLffL L Cp += 即 K HZK HZpf r e s 1 123 ???? ?? ??滿(mǎn)足要求 所以設(shè)定 1 1L mH= 20C uF= 隔離變壓器漏感 2 mH= 電容支路串聯(lián)電阻 ???? 1 re sfR ? 逆變電源瞬時(shí)雙環(huán)跟蹤控制 對(duì)一個(gè)控制系統(tǒng)尤其是閉環(huán)控制系統(tǒng)而言，控制電路的設(shè)計(jì)和主電路的設(shè)計(jì)同樣重要，合理設(shè)計(jì)控制回路才能保證系統(tǒng)正 常、可靠地工作并達(dá)到預(yù)期的性能指標(biāo)。 早期逆變電源單機(jī)的數(shù)字控制，由于受微處理器的速度限制，大多采用輸出電壓的有效值反饋。但這種控制策略難以消除死區(qū)以及非線(xiàn)性負(fù)載等因素引起的低次諧波，從而帶來(lái)嚴(yán)重的輸出電壓波形畸變。另外，系統(tǒng)若僅采用輸山電壓的有效值反饋控制，對(duì)各種擾動(dòng)的調(diào)節(jié)還會(huì)有周期延時(shí)，而這些對(duì)于動(dòng)態(tài)性能要求非常高的逆變電源來(lái)說(shuō)，都是非常不利的，因此，本文系統(tǒng)采用輸出電壓，電流瞬時(shí)雙閉環(huán)控制策略，內(nèi)環(huán)是電感電流瞬時(shí)凋節(jié)環(huán)，用以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能：外環(huán)是瞬時(shí)電壓控制環(huán)，用于改善系統(tǒng)輸山電壓的波形，使其具有 較高的輸出精度。同時(shí)，由于電感電流是電流調(diào)節(jié)器輸出與電感作用的積分結(jié)果，因而采用電感電流反饋不僅具有很好的跟蹤性能，而且還有內(nèi)在的限流保護(hù)功能。 忽略輸出濾波器電感 L、電容 C的等效串聯(lián)電阻，系統(tǒng)瞬時(shí)雙閉環(huán)控制簡(jiǎn)化框圖如圖 ，其中電流內(nèi)環(huán)采用比例調(diào)節(jié)，電壓外環(huán)則采用帶有前饋校正的復(fù)合控制結(jié)構(gòu)。圖中的 Kl、 K2為輸出電壓和電流反饋系數(shù)， R為負(fù)載。電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器的輸入為系統(tǒng)逆變輸出電壓 0v 的瞬時(shí)采樣反饋信號(hào)與給定正弦電壓參考信號(hào) v相比較得到的誤差信號(hào)，其輸出則作為電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)(417) (418) 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 26 器的給定信號(hào) i。 i與電感電流 Li 的 瞬時(shí)反饋信號(hào)相比較得到的誤差信號(hào)經(jīng)電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器運(yùn)算后．輸出的信號(hào)與電壓指令前饋信號(hào)相加即為 SPWM控制器的輸入信號(hào)，用以控制 SPWM驅(qū)動(dòng)脈沖的產(chǎn)生。 圖 逆變電源瞬時(shí)雙閉環(huán)控制等效圖 電感電流的閉環(huán)調(diào)節(jié) 依照雙環(huán)控制系統(tǒng)先內(nèi)環(huán)后外環(huán)的設(shè)計(jì)原則，應(yīng)先對(duì)逆變單元電感電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行設(shè)計(jì)。電流內(nèi)環(huán)的控制需保證電流閉環(huán)具有較好的穩(wěn)定性，同時(shí)具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和抗噪聲干擾能力。由于電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)的響應(yīng)速度很快，而輸出電壓在濾波電容的作用下需要經(jīng)過(guò)延遲后才能做出響應(yīng)，因此可以近似認(rèn)為在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，系統(tǒng)逆變輸出電壓不變。由圖 所示的瞬時(shí)內(nèi)環(huán)簡(jiǎn)化等效圖。 K 2K K p w m 1 / L s+i il 圖 電感電流瞬時(shí)閉環(huán)控制簡(jiǎn)化圖 電流內(nèi)環(huán)校正前的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為 ： Ls KKsG P WM 21 )( ? (419) 可見(jiàn)電流內(nèi)環(huán)為一階系統(tǒng)，為了利于電壓外環(huán)設(shè)計(jì)，電流閉環(huán)后系統(tǒng)階次應(yīng)不變，且不增加相角延遲，因而其校正環(huán)節(jié)采用比例調(diào)節(jié)器進(jìn)行補(bǔ)償。在串聯(lián)校正中，加大控制器增益，可以提高系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)增益，減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，從而提高系統(tǒng)的控制精度，則校正后系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為 ： Ls KKKsG P W M 22 )( ? (420) 第 4章 主電路逆變單元模塊設(shè)計(jì) 27 其中，電感輸出電流反饋系數(shù) 2K =， PWMK =，如將內(nèi)環(huán)截止頻率設(shè)計(jì)為開(kāi)關(guān)頻率的二分之一，且令 PWMi KKK ? ，則把參數(shù)代入式(418)，可求出 iK 的取值為 iK = 由此可得電流內(nèi)環(huán)矯正后的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： ? ? LsK ?? 2i ilc KKsG (421) 圖 ，其中圖 (a)為校正前傳遞函數(shù)波特圖；圖 (b)為校正后傳遞函數(shù)波特圖 。 1 0 0 8 0 6 0 4 0 2 0020Magnitude (dB)102103104105106 1 8 0 1 3 5 9 0 4 50Phase (deg)B o d e D ia g r a mF r e q u e n c y ( r a d / s ) 圖 電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)波特圖 從上述波特圖可以清晰看到，電感電流瞬時(shí)閉環(huán)經(jīng)過(guò)比例調(diào)節(jié)之后，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到很大提高。原則上雖可以通過(guò)增大前向通道的調(diào)節(jié)器增益來(lái)擴(kuò)大帶寬范圍．但會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的抗噪聲干擾能力下降。同時(shí)由于在設(shè)計(jì)時(shí)近似忽略了外環(huán)輸出電壓對(duì)內(nèi)環(huán)的影響，所以過(guò)高的比例凋節(jié)系數(shù)可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的相角裕度變小，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定，實(shí)際系統(tǒng)中調(diào)節(jié)器的增益取值可能要比設(shè)計(jì)值低得多。 逆變電壓的閉環(huán)調(diào)節(jié) 逆變電壓的跟蹤控制是并聯(lián)系統(tǒng)的關(guān)鍵點(diǎn)，不同的算法會(huì)導(dǎo)致不 同的輸出電壓響應(yīng)速度與控制精度。電壓控制外環(huán)的設(shè)計(jì)希望校正后系統(tǒng)的低頻增益盡可能高，以盡量減小輸出電壓的穩(wěn)態(tài)誤差：同時(shí)也希望其高頻衰減比較快，以盡可能地消除高頻分量的影響。 在進(jìn)行電壓外環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)，通常選擇外環(huán)的截止頻率為電流內(nèi)環(huán)截止頻率的 1/5甚至更下，這樣就可以在設(shè)計(jì)時(shí)認(rèn)為此時(shí)的電流已跟蹤參考指令電流變化，將電流內(nèi)環(huán)等效為放大增益約為 1的比例環(huán)節(jié)，簡(jiǎn)化后的電壓外環(huán)控燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 28 制框圖如圖 。 P I 1 R / ( R C s + 1 )K 1+++vi V 0 圖 逆變電壓瞬時(shí)閉環(huán)控制簡(jiǎn)化圖 由圖 ，電壓外環(huán)校正前是 一個(gè)一階系統(tǒng)，其開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為： ? ? 1KsG 1v ?? RCsR (422) 為了減小或消除系統(tǒng)在特定輸入作用下的穩(wěn)態(tài)誤差，可以增大比例控制系數(shù)，但比例系數(shù)的增大又受到系統(tǒng)穩(wěn)定性的限制，為了提高系統(tǒng)輸出電壓的精度，本系統(tǒng)采用了按照輸入補(bǔ)償?shù)那梆伩刂坪洼敵鲭妷旱姆答伩刂频膹?fù)合校正思想對(duì)電壓外環(huán)進(jìn)行設(shè)計(jì)，則校正后整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞傳遞函數(shù)為： ? ? iP PFcv KRKsRKKR C sRKRsKKsG111)1( )( ??? ??? (423) 式中各個(gè)調(diào)節(jié)器 的參數(shù)定義如下： PK —— 電壓環(huán) PI調(diào)節(jié)比例系數(shù) IK —— 電壓環(huán) PI調(diào)節(jié)積分系數(shù) FK —— 電壓環(huán)前饋調(diào)節(jié)系數(shù) 本系統(tǒng)中，前饋系數(shù)的選取依據(jù)是在系統(tǒng)直流輸入電壓一定的前提下，即使輸出電壓沒(méi)有閉環(huán)反饋，也就是在系統(tǒng)完全開(kāi)環(huán)控制的情況下，其交流輸出電壓也能達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)的 80％左右。這樣設(shè)計(jì)的好處就在于前饋控制響應(yīng)速度快，可以避免系統(tǒng)產(chǎn)生較大的超調(diào)，同時(shí)減小了輸出電壓的穩(wěn)態(tài)誤差，減輕了系統(tǒng)電壓反饋調(diào)節(jié)器的負(fù)擔(dān)。 在設(shè)計(jì)中，電壓反饋系數(shù) 1K =，電壓前饋系數(shù) FK =， R=12? ，C=30 F? 。補(bǔ)償前系統(tǒng)的轉(zhuǎn)折頻率 c? =1/Rc，取 PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的轉(zhuǎn)折頻率為500Hz，即 3140rad/s，系統(tǒng)的截止頻率為 l000Hz，即 6280rad/s，則根據(jù)： 第 4章 主電路逆變單元模塊設(shè)計(jì) 29 3140?PIKK (424) 11 ???? s KsKR C sRK IPI (425) 解上式得： ?PK ， IK =28344， 則串聯(lián)的 PI校正補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)為： ? ? sssG c P I 2 8 3 4 ?? (426) 圖 ，其中 (a)是校正前電壓外環(huán)傳遞函數(shù)波特圖， (b)是校正后電壓外環(huán)傳遞函數(shù)波特圖。 1 0 0 5 0050100Magnitude (dB)101102103104105106 1 8 0 1 3 5