反激式開(kāi)關(guān)電源畢業(yè)設(shè)計(jì)-資料下載頁(yè)
2025-06-24 07:38本頁(yè)面
【正文】 間的是光隔的二極管和TL431. 采用 TL43 1 配合光耦 PC817A 作為參考、隔離、取樣,電路中將UC3843內(nèi)部的誤差放大器反向輸入端 2腳直接接地 ,PC817A的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端 1 腳,跳過(guò)芯片內(nèi)部的誤差放大器 ,直接用1腳做反饋 ,然后與電流檢測(cè)輸入的第 3腳進(jìn)行比較,通過(guò)鎖存脈寬調(diào)制器輸出PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。當(dāng)輸出電壓升高時(shí),經(jīng)電阻Rup,Rlow分壓后輸入到 TL43 1的參考端的電壓也升高,此時(shí)流過(guò)光耦中發(fā)光二極管的電流增大 ,PC817A三極管集射級(jí)電壓 Ucc減小,UC3843的6腳輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比變小,于是輸出電壓下降,達(dá)到穩(wěn)壓的目的。反之亦然 ,使輸出保持恒定,不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響。在圖9中直接從1腳反饋的好處是能使電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快 ,而且還簡(jiǎn)化了 1 腳和 2腳之間RC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。因?yàn)檎`差放大器用作信號(hào)傳輸時(shí)都需要傳輸時(shí)間,并不是輸出與輸入同時(shí)建立。由于 TL43 1內(nèi)部有一個(gè)高增益的誤差放大器 ,如果把反饋信號(hào)接到 2腳的電壓反饋端 ,則反饋信號(hào)要通過(guò)兩個(gè)高增益誤差放大器 ,傳輸時(shí)間增長(zhǎng)。而且直接采用 1 腳做反饋 ,還能起到過(guò)載保護(hù)的功能,當(dāng)電源過(guò)載或輸出短路時(shí),流過(guò)光耦中的二極管的電流會(huì)迅速增大 ,1 腳的電壓很快就被拉低。1腳的電壓低于 1 V時(shí),UC3843就會(huì)關(guān)閉6 腳輸出,從而保護(hù)了電源圖所示電路中,Rlow 的取值要考慮 TL431參考輸入端的電流 ,查技術(shù)手冊(cè)此電流為1. 5uA，免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響,通常取流過(guò)電阻Rlow的電流為參考輸入端電流的 100倍以上，所以Rlow根據(jù) TL43 1 的特性,Rup、Rlow、Uout、Uref關(guān)系: Uout=(1+Rup/Rlow)* UrefRup =( Uout Uref ) Rlow/Uref式中,Uref為TL431 參考輸入端電壓,Uref=。此處取Rlow=，因此Rup =( Uout Uref ) Rlow/Uref=（）*TL431的工作電流Ika范圍在1mA到100mA之間,當(dāng)Rs的電流接近于零時(shí),也必須保證 Ika至少為1mA ,所以RbiasUf/1mA=式中, Uf為 PC817A發(fā)光二極管的正向壓降, Uf= 。此處取Rbias=910ΩUo 6V ,三極管集射電流 IC受發(fā)光二極管正向電流 If控制 ,通過(guò) PC817A的 UCC與IC關(guān)系曲線可以確定 PC817A二極管正向電流 If。當(dāng)PC817A二極管正向電流If在7mA 左右時(shí),三極管的集射電流 IC在7mA 左右變化,而且集射電壓Uce在很寬的范圍內(nèi)線性變化,符合 UC3843的控制要求。 PC817A的電流傳輸比CTR = ～ ,當(dāng) Ic=7mA時(shí),考慮最壞的情況 ,取 CTR =,此時(shí)要求流過(guò)發(fā)光二極管最大電流If=CTR=7mA/=，所以：Rs UoutUka–Uf/同時(shí)發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA ,TL431為100mA ,故取流過(guò)Rs的最大電流 為 50mA , RsUout Uka – Uf/50mA，Uka為TL431正常工作時(shí)的最低工作電壓 ,Uka = 。Rs的取值要同時(shí)滿足這兩個(gè)條件,即： Uout Uka – Uf/50mARs Uout Uka – Uf/代入數(shù)據(jù)得： （）/50mARs()/可得： 166ΩRs948Ω此處取910Ω。6輸出電路輸出電路通過(guò)半波整流，然后利用LC濾波輸出直流12V的穩(wěn)定電壓。由于開(kāi)關(guān)頻率較高，此處的整流橋采用超快速恢復(fù)二極管。由于輸出電流為2A，于是選擇IN5822作為整流管，它的正向電壓可達(dá)1000V，輸出平均電流為3A，足以承受所需的極端情況。 LC濾波已知電流紋波率r=，因此有：L=Voff*（1D）/（Il*f*r）電感電流Il=Io/（1D）Voff=Vo+Vd代入公式得：L=（12+）*（）/（2*30000*（））所以得出：L=輸出電容根據(jù)紋波電流的大小選擇【4】。它的基本原則是使其額定紋波率等于或大于計(jì)算的最惡劣電容電流有效值。選定電容的額定電壓至少比實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合中電壓大20%~50%。電容最惡劣電流有效值Irms=Io*√（Dmax+rdmax2/12）/（1/Dmax）代入數(shù)據(jù)得：Irms=2*√（+）/（）=經(jīng)查表得，因此并聯(lián)2個(gè)470uF/63V的電容，可得出Ic=*2=3A，符合容量和耐電流耐壓要求。變換器的輸出電壓紋波也需要考慮。由輸出電容產(chǎn)生的電壓紋波峰峰值等于電容ESR乘以最惡劣情況下輸出電流的峰峰值。查表得，63V470u的電解電容ESR=235mΩ，兩個(gè)并聯(lián)后，Rc=ESR235/2= mΩ電容峰峰值電流Ic=Io*（1+rdmax/2）/(1Dmax)代入公式得： Ic=2*（1+）/（）= 輸出電容的紋波電壓Uc=Ic*Rc=*=7損耗與效率輸出功率P=12V*2A=24W分壓電阻損耗功率Pz=Iin12*R總=*17K=副繞組的輸出電流Io2最大為40mA二極管總損耗P2=Vd1*Io1+Vd2*Io2=*2+*=磁心損耗Pcore=*1018**此處的B是ΔB/2ΔB=200*Et/Et100ΔB=200**103/=即：Pcore=*1018*（）*=輸入電容損耗Pc1= Ilr2*Rc1=*=輸出電容損耗Pc2= Irms2 *Rc=*=線圈損耗，發(fā)熱等雜散損耗約為4W。輸入功率=輸出功率+損耗功率=24++++++4= 效率P總=輸出功率/輸入功率=24/=%。8 結(jié)論本文分析了多種開(kāi)關(guān)變換器典型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并分析了集成電路UC3843電流控制模式控制器，闡述了一種大電壓落差DC/DC變換開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)，此系統(tǒng)為一種基于電流型脈寬調(diào)制控制技術(shù)的反激式隔離開(kāi)關(guān)電源。通過(guò)理論分析和實(shí)驗(yàn)得出結(jié)論：（1）本設(shè)計(jì)用芯片UC3843作為DC/DC控制芯片，其控制電路工作頻率很寬，并能實(shí)現(xiàn)電路的自動(dòng)穩(wěn)壓調(diào)節(jié)；（2）其主電路采用變換器反激式電路，磁芯利用得十分充分，具有較高的系統(tǒng)效率。（3）其整流電路采用二極管采用肖特基整流二極管，正向壓降低，反向恢復(fù)時(shí)間可以忽略不計(jì)的，溫升小。（4）對(duì)于大電壓落差的DC/DC開(kāi)關(guān)電源，此種設(shè)計(jì)方法具有高穩(wěn)定性、高效率、高可靠性、低干擾等特點(diǎn)。參考文獻(xiàn)[1]，人民郵電出版社 2008年:89~104，244~283[2] 陳小敏 黃聲華 基于UC3843的反激式開(kāi)關(guān)電源反饋電路的設(shè)計(jì) 2006年9月25日第23 卷第 5 期：文章編號(hào):10093664 (2006) 05003802[3]森 榮二 LC濾波器設(shè)計(jì)與制作 科學(xué)出版社 2006年：13~19[4]長(zhǎng)谷川 彰 開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)與應(yīng)用 2006年：75~77
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