【正文】 了總線仲裁時(shí)間。2）只需通過(guò)報(bào)文濾波即可實(shí)現(xiàn)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)，一點(diǎn)對(duì)多點(diǎn)及全局廣播等幾種方式收發(fā)數(shù)據(jù)，無(wú)須專(zhuān)門(mén)的調(diào)度。直接通訊最遠(yuǎn)距離可以達(dá)到l0Km(5Kbps)，通訊速率最高可以達(dá)到1Mbps(40m)。節(jié)點(diǎn)數(shù)可達(dá)110個(gè)，通信介質(zhì)可以是雙絞線、同軸電纜或光導(dǎo)纖維。3）采用短幀結(jié)構(gòu)，每幀字節(jié)數(shù)最多為8個(gè)，傳輸時(shí)間短。因此具有很好的檢錯(cuò)和出錯(cuò)重發(fā)功能，出錯(cuò)率極低。4）在嚴(yán)重出錯(cuò)的情況下，節(jié)點(diǎn)具有自動(dòng)關(guān)閉功能，以使總線上的其它節(jié)點(diǎn)的工作不受影響。由于以上的特點(diǎn)，CAN總線在汽車(chē)工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用。因此，雙向DC/DC變換器利用CAN總線與系統(tǒng)的其它部分相互連接，變換器定時(shí)通過(guò)CAN總線向上位機(jī)發(fā)送變換器的狀態(tài)信息，同時(shí)也通過(guò)CAN總線接收上位機(jī)的指令信息。為了保證系統(tǒng)安全可靠的工作，2407 DSP提供了一個(gè)引腳，當(dāng)該引腳被拉成低電平的時(shí)候，DSP內(nèi)部定時(shí)器立即停止計(jì)數(shù)，所有的PWM輸出引腳全部呈現(xiàn)高阻態(tài)，同時(shí)產(chǎn)生故障中斷信號(hào)，通知DSP有異常情況發(fā)生。整個(gè)過(guò)程不需要程序干預(yù)自動(dòng)完成?？刂颇K具有多種硬件故障檢測(cè)和保護(hù)電路，可以實(shí)現(xiàn)電流保護(hù)和電壓保護(hù)，其中過(guò)壓保護(hù)電路，如圖56所示。通過(guò)調(diào)整可變電阻的滑動(dòng)端可以改變電壓比較器同向端的參考電壓值，當(dāng)采樣信號(hào)的電壓值高于電壓比較器的同向端的參考值時(shí)，輸出端的ov信號(hào)變低，通過(guò)與其他的故障信號(hào)相與后，得到信號(hào)，事件管理器模塊根據(jù)信號(hào)決定是否打開(kāi)PWM的輸出通道。圖56 過(guò)電壓保護(hù)電路Fig 56 Overvoltage protection circuit DC/DC變換器的驅(qū)動(dòng)電路我們知道，主電路和控制電路之間需要進(jìn)行電氣隔離，以保證不發(fā)生干擾。另外，由于F240DSP的PWM模塊的輸出電壓為5V，且其帶負(fù)載能力很差，因此不能用DSP輸出的PWM信號(hào)直接驅(qū)動(dòng)MOSFET，必須對(duì)DSP輸出的PWM波形進(jìn)行功率放大。驅(qū)動(dòng)隔離電路就是為實(shí)現(xiàn)這些功能而設(shè)計(jì)的。變換器中功率MOSFET源極電位不固定，較難驅(qū)動(dòng)，這里選用國(guó)際整流器公司的IR2118作為N溝道功率MOSFET驅(qū)動(dòng)器。 1） IR2118的功能原理及主要特點(diǎn) IR2118是一種高壓高速功率MOSFET和IGBT驅(qū)動(dòng)器，是專(zhuān)為驅(qū)動(dòng)單個(gè)功率MOSFET或IGBT而設(shè)計(jì)的柵極驅(qū)動(dòng)器集成電路。其內(nèi)部集成有一個(gè)施密特觸發(fā)器，一個(gè)脈沖增益電路，兩個(gè)欠壓檢測(cè)及保護(hù)電路，一個(gè)電平移位網(wǎng)絡(luò)，一個(gè)與非門(mén)，一個(gè)由兩個(gè)MOSFET組成的互補(bǔ)功放輸出級(jí)，一個(gè)RS觸發(fā)器及一個(gè)脈沖濾波器共九個(gè)單元電路。各引出端功能分別是：Vcc端是邏輯輸入部分工作電源電壓。IN端是控制脈沖輸入端；COM端是Vcc的參考地端；Vs端是高端浮置電源偏移電壓。HO端是驅(qū)動(dòng)脈沖輸出端；VB端是高端浮置電源電壓，NC端是空腳懸空端。IR2118的懸浮通道及自舉技術(shù)的應(yīng)用使其可直接用來(lái)驅(qū)動(dòng)一個(gè)工作電壓很高的、在高邊或低端工作的N溝道功率MOSFET或IGBT。輸出的柵極驅(qū)動(dòng)電壓范圍為l0V~20V，邏輯電源電壓范圍為l0V~20V。2） MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理用IR2118驅(qū)動(dòng)的功率MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理圖如圖57所示。圖57 驅(qū)動(dòng)電路原理圖Fig57 Driver circuit diagram對(duì)自舉電容C2的初始充電是由源VCC通過(guò)變換器的電感和濾波電容進(jìn)行的。正常工時(shí)，電源對(duì)自舉電容C2的充電在續(xù)流二級(jí)管D1的導(dǎo)通期間進(jìn)行。此時(shí)，MOSFET截止，其源極電位接近地電位，電源通過(guò)二級(jí)管D2給C2充電，使C2上的電壓接近VCC。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通而D1截止時(shí)，C2自舉，D2截止，C2上的存儲(chǔ)電荷為IR2118的驅(qū)動(dòng)輸出提供電源。在使用自舉技術(shù)產(chǎn)生Vb時(shí)，接于Vb與Vs之間的電容應(yīng)為穩(wěn)定、低串聯(lián)電感、高頻率特性的優(yōu)質(zhì)電容，可選滿足該要求的瓷片電容或鈕電容，此電容容量將隨IR2118工作頻率的提高而下降。D2應(yīng)選用快恢復(fù)二級(jí)管，且反向耐壓能力要滿足電路要求。6 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)主要是對(duì)控制算法的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)是在固定開(kāi)關(guān)頻率的情況下，通過(guò)控制移相角的方式來(lái)調(diào)節(jié)輸出功率，并且通過(guò)電流和電壓來(lái)控制電感電流和電容電壓，因此在軟件中設(shè)置定時(shí)中斷來(lái)產(chǎn)生移相PWM信號(hào)，并且進(jìn)行電壓和電流的采樣和計(jì)算。系統(tǒng)軟件主要分成兩大部分：主程序模塊和PWM定時(shí)中斷服務(wù)程序模塊。主程序主要完成對(duì)DSP芯片的初始化，以及片內(nèi)外設(shè)控制寄存器的初始化和特殊變量的初始化等；PWM定時(shí)中斷服務(wù)程序主要完成輸入電感電流和輸出電容電壓信號(hào)的AD采樣，移相 PWM波形的生成，電流和電壓調(diào)節(jié)算法以及各種系統(tǒng)保護(hù)等。 主程序設(shè)計(jì)圖61 主程序流程框圖Fig61 Flow chart of main program主程序主要完成系統(tǒng)運(yùn)行前的一些初始化與準(zhǔn)備工作，主程序的功能包括DSP核心控制器的初始化，變量初始化，通用I/O口的初始化，事務(wù)管理器A的初始化等，主程序流程框圖如圖61所示。 中斷服務(wù)程序設(shè)計(jì)圖62 定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序流程圖Fig62 Timer overflow interrupt service under the program flow chart雙向半橋變換器系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)的重要部分是定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序的設(shè)計(jì)，因?yàn)殡妷弘娏餍盘?hào)的采樣、移相調(diào)制信號(hào)的發(fā)生、PI控制器的計(jì)算，以及出現(xiàn)故障時(shí)的保護(hù)都是在中斷服務(wù)程序中完成的。程序的編寫(xiě)主要注意以下幾個(gè)方面：進(jìn)入中斷服務(wù)程序要保護(hù)現(xiàn)場(chǎng)以避免數(shù)據(jù)丟失；由于移相PWM方波信號(hào)的頻率為20kHZ，因此每次響應(yīng)中斷的時(shí)間只有50s，軟件的編寫(xiě)要求十分講求效率。定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序流程框圖如圖62 所示。 基于DSP的直接移相脈沖生成方法本文所討論的雙向半橋DC/DC變換器是采用移相控制，傳送功率的方向和大小都是有變壓器兩側(cè)方波電壓之間的移相角來(lái)決定。移相驅(qū)動(dòng)波形的產(chǎn)生有模擬方式和數(shù)字方式兩種。若利用專(zhuān)用的模擬控制器，例如UCC3875和UCC3895來(lái)產(chǎn)生移相波形[5][16]，模擬方式雖然成本較低但調(diào)試較麻煩，且硬件電路不具備通用性，基于DSP的數(shù)字控制與傳統(tǒng)的模擬控制相比較，在可靠性，靈活性和適用性上具有更大的優(yōu)勢(shì)，因此在復(fù)雜的、高性能的控制中，數(shù)字方式得到了更為廣泛的應(yīng)用。由于現(xiàn)有的TMS320LF2407A DSP芯片中沒(méi)有移相控制器，不具備直接生成移相 PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)的功能，因而需要提出以軟件為基礎(chǔ)的移相調(diào)制方案，以便于實(shí)現(xiàn)移相控制。1) 數(shù)字移相PWM的DSP實(shí)現(xiàn)TMS320LF2407A DSP中的事件管理器設(shè)計(jì)了使用定時(shí)器周期寄存器的周期值和比較器的比較值來(lái)實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生PWM波的方法。周期值用于產(chǎn)生PWM波的頻率(或周期)，比較值主要用于產(chǎn)生PWM波的脈寬。根據(jù)使用比較器的不同，有兩種產(chǎn)生PWM波的方法：一種是使用定時(shí)器比較寄存器；另一種是使用比較單元，其中后者可以在PWM1~PWM4引腳上輸出4個(gè)帶有死區(qū)的PWM控制信號(hào)。本文中的系統(tǒng)就是通過(guò)使用比較單元來(lái)產(chǎn)生 PWM波。由于比較單元中的比較寄存器CMPRX(X=1，2，3)是帶有影子寄存器的。在一個(gè)周期中的任一時(shí)刻一個(gè)新的值都可以寫(xiě)到這個(gè)影子寄存器中去，當(dāng)COMCONA寄存器所規(guī)定的某一個(gè)特定定時(shí)器事件發(fā)生時(shí)，影子寄存器的內(nèi)容被加載到工作的比較寄存器上，從而改變下一個(gè)周期的PWM脈沖寬度。應(yīng)用這個(gè)原理，可以通過(guò)在每半個(gè)定時(shí)器周期內(nèi)，根據(jù)移相角值來(lái)調(diào)整比較寄存器的比較值，從而實(shí)現(xiàn)移相驅(qū)動(dòng)信號(hào)。2) 數(shù)字移相PWM程序流程圖基于DSP的移相PWM調(diào)制程序流程圖如圖63所示。實(shí)驗(yàn)證明：這種移相脈沖生成方法只需用到DSP的一個(gè)事件管理器A，無(wú)需外加硬件來(lái)進(jìn)一步合成脈沖，同時(shí)可以利用死區(qū)設(shè)置寄存器可編程地直接設(shè)置同橋臂開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)，因此非常靈活方便，簡(jiǎn)單可靠。圖63 移相PWM調(diào)制程序流程圖Fig63 Program flow chart of phaseshifted PWM modulation本文中2407A DSP的晶振為20MHz有源晶振，單指令周期最短為50ns。由于半橋 DC/DC變換器開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，對(duì)應(yīng)的定時(shí)器T1周期寄存器值為500，最大移相角為90176。，對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)延遲量為125，則移相精度為：φmin =90176。/125 =176。，滿足設(shè)計(jì)需要。另一方面由于移相精度與計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)周期成反比，因此可選用速度更快的DSP來(lái)提高移相控制精度。7 技術(shù)經(jīng)濟(jì)性分析本文所選器件均為市場(chǎng)上常用器件，有些器件可用其它同功能不同型號(hào)器件代替，因此具有較強(qiáng)的普遍適用性。 文中用到了DSP這一重要器件，而并未采用單片機(jī)。因?yàn)榕c單片機(jī)相比，DSP器件具有較高的集成度，具有更快的CPU，更大容量的存儲(chǔ)器，內(nèi)置有波特率發(fā)生器和FIFO緩沖器。提供高速、同步串口和標(biāo)準(zhǔn)異步串口。有的片內(nèi)集成了A/D和采樣/保持電路，可提供PWM輸出。DSP器件采用改進(jìn)的哈佛結(jié)構(gòu)，具有獨(dú)立的程序和數(shù)據(jù)空間，允許同時(shí)存取程序和數(shù)據(jù)。內(nèi)置高速的硬件乘法器，增強(qiáng)的多級(jí)流水線，使DSP器件具有高速的數(shù)據(jù)運(yùn)算能力。DSP器件比16位單片機(jī)單指令執(zhí)行時(shí)間快8～10倍完成一次乘加運(yùn)算快16～30倍。DSP器件還提供了高度專(zhuān)業(yè)化的指令集，提高了FFT快速傅里葉變換和濾波器的運(yùn)算速度。此外，DSP器件提供JTAG接口，具有更先進(jìn)的開(kāi)發(fā)手段，批量生產(chǎn)測(cè)試更方便，開(kāi)發(fā)工具可實(shí)現(xiàn)全空間透明仿真，不占用用戶任何資源。而且DSP開(kāi)發(fā)系統(tǒng)的國(guó)產(chǎn)化工作已經(jīng)完成，國(guó)產(chǎn)開(kāi)發(fā)系統(tǒng)的價(jià)格至少比進(jìn)口價(jià)格低一半。 相對(duì)于其它型號(hào)的DSP控制芯片，TMS320LF2407A采用了高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，減小了控制器的功耗；40MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期可縮短到25ns(40MHz)，從而提高了控制器的實(shí)時(shí)控制能力；集成了32K字的閃存(可加密)、500ns轉(zhuǎn)換時(shí)間的A/D轉(zhuǎn)換器，片上事件管理器提供了可以滿足各種電機(jī)的PWM接口和I/O功能，此外還提供了適用于工業(yè)控制領(lǐng)域的一些特殊功能，所以本文選用了TMS320LF2407A這一控制芯片。8 總結(jié) 本文在分析雙向DCDC變換器應(yīng)用和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)上，介紹了一種相移控制零電壓(ZVS)雙向DCDC變換器, 和雙向全橋變換器相比，元器件的數(shù)量減少了一半，所用元器件少，使得元器件更加緊湊。變換器主要用于混合動(dòng)力汽車(chē)燃料電池的輔助啟動(dòng)，因?yàn)樗枰粋€(gè)雙向DCDC變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)自身的冷啟動(dòng)和能量的反向充電。 本文詳細(xì)分析了該雙向半橋零電壓（ZVS）DCDC變換器的工作原理和不同時(shí)間段的等效電路，以及實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件。在控制環(huán)節(jié)上，在能量正向流動(dòng)時(shí)，控制回路采用電壓模式控制。而當(dāng)在能量反向流動(dòng)時(shí)，因?yàn)橐獙?duì)電池充電，充電電流要控制，所以采用平均電流模式控制。本文通過(guò)理論和仿真分析及實(shí)驗(yàn)研究，證明了雙向半橋零電壓（ZVS）DCDC變換器拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ恼_性與可行性，取得了一定的成果。同時(shí)使自己對(duì)電力電子直流變換器研究有更深入的認(rèn)識(shí)。 由于時(shí)間的限制，論文還存在很多不足的地方，如參數(shù)設(shè)計(jì)不一定最優(yōu)等，課題還有待進(jìn)一步的研究和完善。致謝行文至此，我的這篇畢業(yè)設(shè)計(jì)已接近尾聲；歲月如梭，我四年的大學(xué)時(shí)光也即將敲響結(jié)束的鐘聲。離別在即，站在人生的又一個(gè)轉(zhuǎn)折點(diǎn)上，心中難免思緒萬(wàn)千，一種感恩之情油然而生。感謝電控學(xué)院四年來(lái)對(duì)我的辛苦培育，讓我在大學(xué)這四年來(lái)學(xué)到很東西，特別感謝學(xué)校為我提供了良好的學(xué)習(xí)環(huán)境、感謝領(lǐng)導(dǎo)、老師們四年來(lái)對(duì)我無(wú)微不至的關(guān)懷和指導(dǎo)，讓我得以在這四年中學(xué)到很多有用的知識(shí)。在此，我還要感謝在班里同學(xué)和朋友，感謝你們?cè)谖矣龅嚼щy的時(shí)候幫助我，給我支持和鼓勵(lì)，感謝你們。 特別感謝我的指導(dǎo)老師***老師，在本畢業(yè)設(shè)計(jì)中給予我悉心指導(dǎo)，從設(shè)計(jì)開(kāi)始到結(jié)束的過(guò)程遇到很多困難都是他給我鼓勵(lì)與指引，使我能夠克服重重困難，將設(shè)計(jì)完成，在此謹(jǐn)向***老師致以誠(chéng)摯的謝意和崇高的敬意。謝謝！ 參考文獻(xiàn)[1]李金鵬,[J].電工技術(shù)雜志,(3):113～123.[2]王文成,[J].電源世界,(5):35～49.[3][D].合肥工業(yè)大學(xué):合肥工業(yè)大學(xué),2010.[4]曹香凝,汪東旭,[J].微計(jì)算機(jī)信息,(3):51～73.[5][D].華中科技大學(xué):華中科技大學(xué),2005.[6][J].通信電源技術(shù),1998. ,:2022.[7][D].北方工業(yè)大學(xué):北方工業(yè)大學(xué),2007.[8], Analysis of Fuzzy Logic Controller Based DCDC Converter fed DC Series 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