【正文】 分，需要設(shè)計(jì)高速傳輸線過渡，如圖 36 所示。在這樣的條件下設(shè)計(jì) 50 歐姆阻抗匹配線。用 Ansys HFSS 三維仿真軟件，對(duì)傳輸線建模仿真，由于通道 1~4,4 個(gè)通道和通道 5~8，4 個(gè)通道的要求和尺寸空間完全一樣，設(shè)計(jì)時(shí)可以任選 4 個(gè)通道設(shè)計(jì)，然后鏡像即可。高速電路部分可采用微帶線設(shè)計(jì)，板材選用常規(guī)的 FR4 亦可選用傳輸效率更高的 Rogers 板材。 第三章 電感傳感器的設(shè)計(jì) 37 圖 310 高速電路板設(shè)計(jì)圖 311 反射系數(shù)仿真結(jié)果圖 312 透射系數(shù)仿真結(jié)果第三章 電感傳感器的設(shè)計(jì) 38 圖 313 耦合系數(shù)仿真結(jié)果圖 314 Trace3（XQp）和 Trace4（XQn）傳輸系數(shù)的相位圖 314 Trace3（XQp）和 Trace4（XQn）傳輸系數(shù)的相位差從仿真結(jié)果看，在 10GHz 帶寬以內(nèi)，反射系數(shù)均小于 15dB，滿足10dB 以下的設(shè)計(jì)要求；透射系數(shù)即傳輸損耗都在 以下，滿足 3dB 以下的設(shè)計(jì)要求；耦合系數(shù)即相鄰?fù)ǖ乐g的損耗都在15dB 以下，說明相鄰?fù)ǖ赖拇當(dāng)_較?。幻總€(gè) PN 對(duì)之間的相位差在 2ps 以下，滿足 2ps 相位差的設(shè)計(jì)要求。因此，整體上高速電路板的設(shè)計(jì)能滿足 40Gbps 相干接收機(jī)的第三章 電感傳感器的設(shè)計(jì) 39 要求。 電路板調(diào)試 本章小結(jié)根據(jù)總體設(shè)計(jì)對(duì)傳感器提出的設(shè)計(jì)要求，對(duì)傳感器進(jìn)行了分析與設(shè)計(jì)，在理論上符合了各項(xiàng)設(shè)計(jì)指標(biāo)。通過有限元分析，看出磁場(chǎng)的分布情況大致與預(yù)想相符合。當(dāng)然，設(shè)計(jì)中不可避免的會(huì)存在一些問題，這都有待于在實(shí)際的加第三章 電感傳感器的設(shè)計(jì) 40 工與生產(chǎn)過程中具體問題具體分析，這樣才能生產(chǎn)出合格的滿足要求的產(chǎn)品。第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 41 第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試高速集成相干接收機(jī)的測(cè)試是接收機(jī)研發(fā)和設(shè)計(jì)中的非常重要的部分。不僅要對(duì) OIF 規(guī)定的參數(shù)和性能進(jìn)行測(cè)試，同時(shí)也要對(duì)接收機(jī)非 OIF 定義的參數(shù)和性能進(jìn)行測(cè)試驗(yàn)證，以確保系統(tǒng)商拿到接收機(jī)可即可正常使用。 性能指標(biāo)要求 絕對(duì)最大額定參數(shù)下表中的絕對(duì)最大額定參數(shù)定義了損傷閾值。因此，相干接收機(jī)需要滿足以下極限要求，不能出現(xiàn)任何非可逆性損傷。 表 41: 絕對(duì)最大額定參數(shù)項(xiàng)目 參數(shù) 符號(hào) 條件 最小值 最大值 單位1 儲(chǔ)存溫度 Tstg 40 85 176。C2 儲(chǔ)存濕度 RHstg 非凝露 5 95 %3 累積最大輸出光功率 Popt_max 21 dBm4 TIA 供電電壓 VCC_max 4 V5 TIA 增益控制電壓 VG_max VCC_max V6 TIA 輸出幅度控制電壓 VOA_max VCC_max V7 模式控制電壓 VMC_max VCC_max V8 PD/MPD 偏置電壓 VPD_maxVMPD_max V9 PD/MPD 偏置電流 IPD_maxIMPD_max5mA正負(fù)極脈沖 250 V10 ESD 電壓 VESD C = 100pF。 R = k?。 人體模式第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 42 工作條件 初始規(guī)格表 43: 初始規(guī)格項(xiàng)目 參數(shù) 符號(hào) 條件 最小值 最大值 單位1 每通道的響應(yīng)度 Ravg mA/W2 響應(yīng)度平衡 ?Ravg dB3 P/N 響應(yīng)度平衡 ?RPN 信號(hào)和本振 dB4總諧波失真THDAt max. IAC = mApp diff, up to 5th harmonic, 500mVpp 輸出擺幅5 %5通道延時(shí)?Tpath各通道最大的斜交(XI, XQ, YI YQ), 20 ps6 通道延時(shí)變量 ?Tvar 斜交在工作范圍內(nèi)的變化 5 ps7 P/N延遲非平衡性 ?Tbal 平衡對(duì)之間的延遲，在整個(gè)工作條件內(nèi) 2 ps8 相位角誤差 ?m IQ之間90176。 偏差 5 +5 degree9 偏振消光比 PER 光電流之間 20 dB10光回?fù)p RL 每個(gè)通道 27 dB表 42: 工作條件項(xiàng)目 參數(shù) 符號(hào) 條件 最小值 最大值 單位長(zhǎng)期 5 801 工作殼體溫度范圍 Tcase 短期,連續(xù)工作小于 100h 5 85 176。C2 相對(duì)濕度范圍 RH 長(zhǎng)期,非凝露 5 90 %3 工作頻率范圍 ? C+ Band THz4 輸入信號(hào)功率 Psignal 23 0 dBm5 本振光功率 PLO 9 11 dBm信號(hào)輸入 隨機(jī)偏振態(tài)6 輸入光的偏振本振輸入 線偏光，連續(xù)波7 輸出阻抗 Rload 50 ?8 TIA 供電電壓 VCC V9 增益控制電壓 VG 0 VCC V10 輸出幅度控制電壓 VOA 0 VCC V11 PD 偏置電壓 VPD V12 MPD 偏置電壓 VMPD V第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 43 表 43: 初始規(guī)格項(xiàng)目 參數(shù) 符號(hào) 條件 最小值 最大值 單位11共模抑制比 CMRR 16 dBe12小信號(hào)帶寬 f3dB 8 12 GHz13低頻截止頻率 f3dB_low 5 50 kHz備注 s:。, XQ, YI, YQ 各通道的平衡性，每個(gè)通道的 P/N 響應(yīng)度應(yīng)當(dāng)平均化。 關(guān)鍵參數(shù)定義 直流響應(yīng)度響應(yīng)度 R 是描述器件光電轉(zhuǎn)換能力的物理量，其大光接收機(jī)各通道的平均輸出電流 Ip 與光接收機(jī)的平均輸入功率 Po 的比值，即輸出電信號(hào)電流大小與輸入光信號(hào)功率大小之比。用公式表示為：R=Ip/Po，單位為 A/W。在 40Gbps 內(nèi)差相干接收機(jī)中，即 4 個(gè)信號(hào)光和 4 個(gè)本振光各通道經(jīng)過光電二極管后，其輸出的直流電信號(hào)大小與輸入光信號(hào)功率大小之比。 總諧波失真（Total Harmonic Distortion，簡(jiǎn)稱 THD）諧波失真是指輸出信號(hào)比輸入信號(hào)多出的諧波成分。諧波失真是系統(tǒng)不是完全線性造成的。所有附加諧波電平之和稱為總諧波失真?？傊C波失真表明功放工作時(shí)，由于電路不可避免的振蕩或其他諧振產(chǎn)生的二次，三次總諧波失真與實(shí)際輸入信號(hào)疊加，在輸出端輸出的信號(hào)就不單純是與輸入信號(hào)完全相同的成分，而是包括了諧波成分的信號(hào)，這些多余出來的諧波成分與實(shí)際輸入信號(hào)的對(duì)比，用百分比來表示就稱為總諧波失真。在內(nèi)差光相干接收機(jī)中定義為 500mVpp 輸出擺幅時(shí)的總諧波失真要小于 5%。 相位角誤差，即為 IQ 之間與 90 度的偏差，要求小于 5 度。 偏振消光比 在內(nèi)差光相干接收機(jī)中，本振端輸入偏振 小信號(hào)帶寬第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 44 在指定幅值輸入信號(hào)和特定的頻率下，它的輸出幅值比低頻時(shí)的輸出幅值下降指定值時(shí)，該特定頻率稱為小信號(hào)帶寬。在 40Gbps 相干接收機(jī)中，即要求以低頻 時(shí)輸出福值下降 3dB 可達(dá)到的帶寬要在 8GHz 以上。 共模抑制比為了說明差分放大電路抑制共模信號(hào)的能力，常用共模抑制比作為一項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)來衡量，其定義為放大器對(duì)差模信號(hào)的電壓放大倍數(shù)與對(duì)共模信號(hào)的電壓放大倍數(shù)之比，稱為共模抑制比，英文全稱是 Common Mode Rejection Ratio，因此一般用簡(jiǎn)寫CMRR 來表示。差模信號(hào)電壓放大倍數(shù)越大，共模信號(hào)電壓放大倍數(shù)越小，則 CMRR越大。此時(shí)差分放大電路抑制共模信號(hào)的能力越強(qiáng)，放大器的性能越好。當(dāng)差動(dòng)放大電路完全對(duì)稱時(shí)，共模信號(hào)電壓放大倍數(shù) Auc=0，則共模抑制比 CCMR→∞，這是理想情況，實(shí)際上電路完全對(duì)稱是不存在的，共模抑制比也不可能趨于無窮大。在內(nèi)差相干接收機(jī)中即表現(xiàn)了信號(hào)端和本振端各分通道 P/N 對(duì)之間的非平衡性。差分放大器影響共模抑制比的因素受到電路對(duì)稱性和電路本身的線性工作范圍的影響。電路的對(duì)稱性決定了被放大后的信號(hào)殘存共模干擾的幅度，電路對(duì)稱性越差，其共模抑制比就越小，抑制共模信號(hào)（干擾）的能力也就越差。在內(nèi)差相干接收機(jī)中，反應(yīng)在 P/N 一對(duì)差分對(duì)的對(duì)陣性，反應(yīng)了光路、光電二極管和放大器的平衡。另一方面，電路本身的線性工作范圍——實(shí)際的電路其線性范圍不是無限大的，當(dāng)共模信號(hào)超出了電路線性范圍時(shí)，即使正常信號(hào)也不能被正常放大，更談不上共模抑制能力。在內(nèi)產(chǎn)相干接收機(jī)中，反應(yīng)了跨阻放大器的線性范圍。直流共模抑制比(CMRR)即為差模直流信號(hào)與共模直流信號(hào)之比，其具體定義如下： )log(20InpCMR????Ip 為 PD 到 TIA 同相輸入的光電流In 為 PD 到 TIA 反相輸入的光電流交流共模抑制比（ACCMRR）即為差模直流信號(hào)與共模直流信號(hào)之比，其具體定義為8GHz 的 CMRR: 由從光學(xué)輸入到 TIA 的 S21 的傳輸性能來決定的。信號(hào)輸入端公式如下本振端的輸入公式如下第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 45 其中S21SIpn : 接收器在 10GHz 的 S21 參數(shù)在手動(dòng)模式的控制下從信號(hào)端光電二極管的 pamp。n的輸入，比如所有的光電二極管都在偏置狀態(tài)；S21SIp, S21SIn : 接收器在 10GHz 的 S21 參數(shù)在手動(dòng)模式的控制下從信號(hào)端光電二極管的p 或者 n 的輸入，比如一個(gè)在偏置狀態(tài)，一個(gè)在開放狀態(tài)；S21LOpn : 接收器在 10GHz 的 S21 參數(shù)在手動(dòng)模式的控制下從本振端光電二極管的 pamp。n的輸入，比如所有的光電二極管都在偏置狀態(tài)；S21LOp, S21LOn : 接收器在 10GHz 的 S21 參數(shù)在手動(dòng)模式的控制下從本振端光電二極管的 p 或者 n 的輸入，比如一個(gè)在偏置狀態(tài)，一個(gè)在開放狀態(tài)。 測(cè)試原理 直接測(cè)量 拍頻法測(cè)試根據(jù)振動(dòng)疊加原理，頻差較小，速度相同的兩列同向傳播的簡(jiǎn)諧波疊加即形成拍。假設(shè)電信號(hào)通過待測(cè)件傳輸，如圖 41 所示，如果輸入信號(hào)和輸出信號(hào)同頻率，輸出信號(hào)的相位和幅度發(fā)生變化，則稱為該信號(hào)傳輸為線性傳輸，如圖 42,43 所示。如果輸入信號(hào)和輸出信號(hào)頻率不同，輸出信號(hào)產(chǎn)生新的頻率成份，則稱該信號(hào)傳輸為非線性傳輸，如圖 所示。圖 41 測(cè)試示意圖圖 42 輸入信號(hào)的時(shí)域和頻域特性第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 46 圖 43 線性傳輸輸出信號(hào)的時(shí)域和頻域特性圖 44 非線性傳輸輸出信號(hào)的時(shí)域和頻域特性本文研究的內(nèi)差光相干接收機(jī)為線性放大，其傳輸特性為線性傳輸，因此，輸出信號(hào)的輸出相位和幅度發(fā)生變化，而頻率不變。第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 47 內(nèi)差光相干接收機(jī)的系統(tǒng)表征量在 OIF 規(guī)定的內(nèi)差相干接收機(jī)的指標(biāo)要求以外，相干光通信系統(tǒng)的系統(tǒng)表征量也是內(nèi)差相干接收機(jī)需要滿足的性能。 OSNR（光信噪比）容限相干接收機(jī)輸入端的信噪比是系統(tǒng)誤碼特性的重要決定因素之一。與其他光通信系統(tǒng)同樣的，接收機(jī)接收到的比特誤碼率（BER）是衡量相干光傳輸系統(tǒng)的最終指標(biāo)。 從傳統(tǒng)的10 Gbit／s系統(tǒng)升級(jí)到40 Gbit／s系統(tǒng)，對(duì)系統(tǒng)的OSNR要求大大提高。在一定的條件下，OSNR越大則BER越低[22]光信噪比定義為每信道的信號(hào)光功率/每信道的噪聲光功率,即 ???????NSOSR10logS 代表信號(hào)光功率， N 代表噪聲光功率。為達(dá)到40 Gbit／s相干系統(tǒng)的超長(zhǎng)距離傳輸要求，在誤碼率BER=10 3的時(shí)，系統(tǒng)的光調(diào)制信號(hào)光信噪比OSNR的容限需達(dá)到14～15 dB。OSNR容限測(cè)試的配置圖如45所示。圖45 OSNR容限測(cè)試框圖調(diào)整衰減器 2 的衰減量，改變被測(cè)輸入光的光功率，確保平均光信號(hào)功率在輸入光功率的最佳值，使得整個(gè)光路系統(tǒng)的比特誤碼率為 107. 調(diào)整衰減器1 的衰減量，改變光路的光信噪比 OSNR，同時(shí)調(diào)整衰減器 2 的衰減量使得輸入光的平均功率不變，觀察該誤碼率所對(duì)應(yīng)的光信噪比 OSNR。用該方法分別可得到比特誤碼率分別為 106，105，104 時(shí)的光信噪比OSNR 數(shù)值。則可通過線性外推法計(jì)算出 103 誤碼率所對(duì)應(yīng)的 OSNR 數(shù)值，該值即為 OSNR 容限。通常對(duì) OSNR 的測(cè)試是通過光譜分析儀測(cè)試的，而光譜分析儀的接入端為光接口，對(duì) ICR 來說，其為光電轉(zhuǎn)換模塊，光進(jìn)電出，如果要評(píng)價(jià) ICR 對(duì)整個(gè)相干接收系統(tǒng)的 OSNR 的影響，則不可能通過光譜分析儀測(cè)試光信號(hào)性能，只第四章 內(nèi)差光相干接收機(jī)的測(cè)試 48 能通過其電輸出信號(hào)特征反向計(jì)算其光信號(hào)性能，ICR 作為相干接收模塊，相干強(qiáng)度即為信號(hào)強(qiáng)度，而相干強(qiáng)度又體現(xiàn)在光束重合度上，于是光束重合度越高，則相干交流信號(hào)越強(qiáng)，則 OSNR 表達(dá)式中的 S 值越大，理論上來說 OSNR也會(huì)越大。 星座圖信號(hào)星座圖是表征 QPSK 調(diào)制的最佳方法，星座圖的坐標(biāo)軸如圖 46 所示[23] ，圖中，圓點(diǎn)代表相位的調(diào)制信號(hào)；I 軸和 Q 軸兩個(gè)坐標(biāo)軸分別代表了同相和正交分量，這兩個(gè)分量是正交的但互不相干；M 為合 I 和 Q 合成矢量的幅度，其代表了載波的幅度；合成矢量 M與 I 軸的夾角 248。 則代表了載波相位。圖 46 星座圖坐標(biāo)軸示意圖如圖 47 所示，如果對(duì)基帶信號(hào)做統(tǒng)一歸一化處理，用采樣示波器對(duì)輸入的基帶信號(hào) I、Q進(jìn)行光信號(hào)采樣[24]，采樣時(shí)間則根據(jù)光信號(hào)速率不同而不同，每?jī)蓚€(gè)比特在星座圖上映射為一個(gè)點(diǎn)。把每?jī)蓚€(gè)比特作為一組[D1,D0]先被預(yù)編碼成一個(gè)符號(hào)。該符號(hào)則被映射為相移，然后根據(jù)其代表的信號(hào)組和在( 45 度，135 度，225 度，325 度)4 個(gè)值中取。圖 47 掃描的 I、Q 載波信號(hào)當(dāng)信號(hào)從其中一個(gè)點(diǎn)移到另外一個(gè)點(diǎn)時(shí)，相位的調(diào)制就實(shí)現(xiàn)了。由于 I、Q 信號(hào)別為在 X軸、Y 軸上的投影，就