【正文】 R 1 C 3 C 4 a ? + – V 12 C 5 L 3 V 12 + – 等幅調(diào)頻波 ?調(diào)幅 調(diào)頻波 2. 工作原理 由圖 722可以看出，初級回路電流經(jīng)互感耦合，在次級 回路兩端感應(yīng)產(chǎn)生次級回路電壓。加在兩個(gè)振幅檢波器的輸 入信號分別為 12ab12ac1D VV21VVV ????? ???? V a ? b ? C 1 L 1 M + – C 2 L 2 c b b ? a D 1 D 2 R 2 R 1 C 3 C 4 a ? + – V 12 C 5 L 3 V 12 + – 12ab12bc2D VV21VVV ????? ????? (745) (746) 只要加在二極管上的電壓為 FMAM波，后面就是振幅檢波。 這里關(guān)鍵是弄清 與 間的相位關(guān)系。 12V? abV?通信電子線路 3 二、相位鑒頻 為了使分析簡單起見，先作兩個(gè)合乎實(shí)際的假定： 1) 初次級回路的品質(zhì)因數(shù)均較高； 2) 初、次級回路之間的互感耦合比較弱。 這樣，在估算初級回路電流時(shí)，就不必考慮初級回路自 身的損耗電阻和從次級反射到初級的損耗電阻。 通信電子線路 3 二、相位鑒頻 于是可以近似地得到圖 723所示的 等效電路，圖中 +–V12+–VSR2L2L1+–VabC2abI1C1圖 723 次級回路的等效電路 1121 LjVI???? 初級電流在次級回路中感應(yīng)產(chǎn)生串聯(lián)電動(dòng)勢 1S IMjV ?? ???(748) 式中，正、負(fù)號取決于初次級線圈的繞向。 (747) 通信電子線路 3 現(xiàn)假設(shè)線圈的繞向使該式取負(fù)號。將式 (747)代入式 (748) 121s VLMV ?? ?? (749) 可以根據(jù)圖 723所示的等效電路求出： 22L2C2Csab RZZZVV?????)XX(jRLMVjX2C2L21122C????????? ????12222C1VjXR XLMj ??? (750) X2=XL2–XC2是次級回路總電抗，可正可負(fù)，還可為零。 這取決于信號頻率。 121s VLMV ?? ?? (749) +–V12+–VSR2L2L1+–VabC2abI1C1通信電子線路 3 圖 723 次級回路的等效電路 ① 當(dāng)信號率頻 fin等于中心頻率 f0(即回路諧振頻率 )時(shí)， X2=0，于是 1222C1ab VRXLMjV ?? ? 2j12212C eVRLMX ?? ?(751) 該式表明，次級回路電壓 比初級回路電壓 超前 。 abV? 12V? 2?12222C1VjXR XLMj ???通信電子線路 3 abV? 與 間的相位關(guān)系： 12V? abV?90 ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–② 當(dāng)信號頻率 fin高于中心頻率 f0時(shí)， XL2＞ XC2，即 X2＞ 0。 這時(shí)次級回路總阻抗為 ???? j2222 eZjXRZ式中， 是 Z2的模，其值為 2Z 22222 XRZ ???是 Z2的相角，其值為 22RXtga r c??將 Z2的關(guān)系式代入式 (750)，得 ?????? ???? 2j12212Cab eVZLMXV ??該式表明，當(dāng)信號頻率高于中心頻率時(shí)，次級回路電壓 超前于初級回路電壓 一個(gè)小于 的角度 。 abV?12V? 2? ?????? ???2通信電子線路 3 90 ?– ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2– X2=XL2–XC2 ③ 當(dāng) fin＜ f0時(shí)，與上面類似 ?????? ???? 2j12212Cab eVZLMXV ??即 超前于 一個(gè)大于 的相角 。 abV?12V? 2??????? ???2通信電子線路 3 finf0 Vab 2 Vab 2 – VD2 VD1 V12 90?+??90 ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–90 ?– ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–fin=f0 finf0 圖 724 相位鑒頻器矢量圖 finf0 Vab 2 Vab 2 – VD2 VD1 V12 90?+??通信電子線路 3 上述分析可得次級回路電壓與初級回路電壓之間的相位關(guān)系。 歸納起來就是： 將超前于 一個(gè)角度。 這個(gè)角度可能是 ，可能大于 ，也可能小于 ， 正是由于這種相位關(guān)系與信號頻率有關(guān)，才導(dǎo)致兩個(gè)檢波器的輸入電壓的大小產(chǎn)生了差別?？捎?矢量圖 來說明。 2? 2? 2?abV? 12V? 由于鑒頻器的輸出電壓等于兩個(gè)檢波器輸出電壓之差， 而每個(gè)檢波器的輸出電壓 (峰值或平均值 )正比于其輸入電壓 的振幅 VD1(或 VD2)，所以鑒頻器輸出電壓 (峰值或平均值 )為 V0 = Va?b? = kd(VD1–VD2) (754) 式中 kd為檢波器的電壓傳輸系數(shù)。 V a ?b ? C 1 L 1 M + – C 2 L 2 c b b ? a D 1 D 2 R 2 R 1 C 3 C 4 a ? + – V 12 C 5 L 3 V 12 + – 通信電子線路 3 可以看出： 當(dāng) fin= f0時(shí)，因?yàn)?VD1=VD2，所以 Va?b?=0； 當(dāng) fin＞ f0時(shí)，因?yàn)?VD1＞ VD2，所以 Va?b?＞ 0； 當(dāng) fin＜ f0時(shí)，因?yàn)?VD1＜ VD2，所以 Va?b?＜ 0， 因此，輸出電壓 Va?b?反映了輸入信號瞬時(shí)頻率的偏移 Df。而 Df與原調(diào)制信號 v?(t)成正比，即 Va?b?與 v?(t)成正比。亦即實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻波的解調(diào)。 通信電子線路 3 90 ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–90 ?– ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–fin=f0 finf0 finf0 Vab 2 Vab 2 – VD2 VD1 V12 90?+??V0 = Va?b? = kd(VD1–VD2) 若將 Va?b?與頻移 Df之間的關(guān)系畫成曲線，便得到如圖 725所示 的 S形鑒頻特性曲線。 vD f+ D f m– D f mo – D f m+ D f mvD fo(a) 正極性鑒頻曲線 (b) 負(fù)極性鑒頻曲線 圖 725 圖 (a)為正極性鑒頻曲線，鑒頻跨導(dǎo) S＞ 0。 圖 (b)為負(fù)極性鑒頻，鑒頻跨導(dǎo) S＜ 0（ 次級線圈的同名端相反 ） 通信電子線路 3 在該曲線的中間部分，輸出電壓與瞬時(shí)頻移 Df之間近似地成線性關(guān)系， Df越大，輸出電壓也越大；但當(dāng)信號頻率偏離中心頻率越來越遠(yuǎn)，超過一定限度 (?Df?＞ Dfm)后，鑒頻器的輸出電壓又隨著頻移的加大而下降。 其主要原因是，當(dāng)頻率超過一定范圍以后，已超出了輸入電路的通頻帶，耦合回路的頻率響應(yīng)曲線的影響變得顯著起來，這就導(dǎo)致了 的大小也隨著頻移的加大而下降，所以最后反而使鑒頻器的輸出電壓下降。因此， S型鑒頻特性曲線的線性區(qū)間兩邊的邊界應(yīng)對應(yīng)于耦合回路頻率響應(yīng)曲線通頻帶的兩個(gè)半邊界點(diǎn)，即 半功率點(diǎn) 。 abV?通信電子線路 3 前面介紹的相位鑒頻器，當(dāng)輸入調(diào)頻信號的振幅發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓也會發(fā)生變化，因此由各種噪聲和干擾引起的輸入信號寄生調(diào)幅，都將在其輸出端反映出來。 為了抑制噪聲及干擾，在鑒頻器前必須增設(shè) 限幅器 。 比例鑒頻器具有自限幅功能，因而可省去外加限幅器。 三、比例鑒頻器 通信電子線路 3 圖 726 + L 1 C 2 V 2 Va ? b ? V 12 V o R L V 12 C 1 C 5 a b D 2 D1 C3 C 4 M N R1 R 2 C 6 a ? b ? M L 2 c L 3 通信電子線路 3 (1) R1， R2連接點(diǎn) N接地，負(fù)載 RL接在 MN之間，輸出電壓由 M， N引出。 (2) R1和 R2兩端并接大電容 C6(一般為 10?F)，使得在檢波過 程中 a?b?間的端電壓基本保持不變。 圖 726 + L 1 C 2 V 2 Va ? b ? V 12 V o R L V 12 C 1 C 5 a b D 2 D1 C3 C 4 M N R1 R 2 C 6 a ? b ? M L 2 c L 3 通信電子線路 3 (3) D1和 D2按環(huán)路順接，以保持直流通路，因此 C3和 C4上的 電壓極性一致， Va?b?=VC3+VC4。比例鑒頻器的輸出電壓 )VV1V2V(21)VV(K212D1Dbaba1D2D0O39。39。39。39。?????v其波形變換部分與相位鑒頻器基本相同，電路上差別主要 有以下幾點(diǎn)： (1) R1， R2連接點(diǎn) N接地，負(fù)載 RL接在 MN之間，輸出電壓由 M， N引出。 (2) R1和 R2兩端并接大電容 C6(一般為 10?F)，使得在檢波過 程中 a?b?間的端電壓基本保持不變。 (3) D1和 D2按環(huán)路順接，以保持直流通路，因此 C3和 C4上的 電壓極性一致， Va?b?=VC3+VC4。比例鑒頻器的輸出電壓 )VV1V2V(21)VV(K212D1Dbaba1D2D0O39。39。39。39。?????v通信電子線路 3 2. 自限幅特性分析 比例鑒頻器不需要前置限幅器，它本身就具有抑制寄生調(diào)幅所產(chǎn)生的干擾的能力，在比例鑒頻器中，由于 C6的電容量很大，因此電壓Va?b?基本穩(wěn)定不變，它只決定于調(diào)頻波的載波振幅，而與其頻偏及寄生調(diào)幅都無關(guān) . 當(dāng)輸入信號振幅由于干擾突然變大時(shí)，由于電壓 Va?b?基本恒定，就使得檢波管的電流明顯加大，加重了對輸入回路的負(fù)載，即回路 Q值下降 ,可迫使信號振幅減小。反之亦然。因而很好地起到了穩(wěn)幅的作用。 通信電子線路 3 + L 1 C 2 V 2 Va ? b ? V 12 V o R L V 12 C 1 C 5 a b D 2 D1 C3 C 4 M N R1 R 2 C 6 a ? b ? M L 2 c L 3 167。 調(diào)頻制的抗干擾 (噪聲 )性能 關(guān)于各種調(diào)制方式的抗干擾性能分析屬于后續(xù)課程“ 通信原理 ” 的課程內(nèi)容，但是，有些高頻電路的組成(例如，調(diào)頻收發(fā)信機(jī)中的預(yù)加重、去加重等特殊電路 )與抗噪聲性能的分析是密切相關(guān)的。本課程只能在講清楚討論條件后，直接引用有關(guān)結(jié)論。 抗干擾性是指在接收機(jī)解調(diào)器的輸入端信噪比 (SNR)相同時(shí)，哪種調(diào)制方式的接收機(jī)輸出端信噪比高，則認(rèn)為這種調(diào)制方式