【正文】 。模數(shù)轉換控制寄存器的某些位是有映射寄存器雙級緩沖的，可在任何時刻寫入信息，而不影響正在進行的轉換過程。每次轉換完畢，中斷標志將被置位，如果該中斷未被屏蔽，將產(chǎn)生中斷。 A/D采樣電路在控制系統(tǒng)的設計中，有兩個反饋通道，分別對濾波器電容上的電壓、電流進行采樣。每個A/D采樣電路包括傳感器、A/D調理電路和片內A/D轉換器。逆變電源濾波電容上的電壓、電流經(jīng)過霍爾電壓、電流傳感器，轉換為可測量的電壓，進入信號調理電路，得到滿足片內A/D轉換要求的被測信號，送入片內A/D轉換器。F240內部A/D轉換器，輸入信號的范圍為0～5V。但實際在本系統(tǒng)中是對濾波電容上的電壓、電流進行采樣，被測信號為正弦波，有正有負，所以僅是簡單的調整輸入模擬量幅值的調理電路不能滿足要求，要在輸入端的信號調理電路中加入信號調理電路使輸入信號為正。有兩種信號調理電路將波形變換成如圖33所示的兩種形式。（a）是將正弦波進行整流，（b），采用偏移二進制碼的形式。如果利用圖33(a)的變換形式，則僅根據(jù)A/D轉換的結果不能判斷出原始被測信號的正負，因此還要檢測過零點來加以判斷正負，這樣既要增加硬件的開銷，判斷過零點又要給軟件帶來負擔。如果利用圖33(b)的變換形式， (a)(b)圖33 波形變換形式(a) 信號整流波形 (b) 直流偏移波形其最大優(yōu)點是很容易根據(jù)A/D轉換的結果判斷出原始被測信號的正負，只需將A/ 所對應的數(shù)字量512，即可得到模擬量對應的數(shù)字量，只是這樣做就相當于損失了A/D轉換的分辨率，A/D轉換由10位變?yōu)?位。當A/D轉換為10位時，電壓分辨率為5mV，電壓峰值對應1024；當A/D轉換為9位時，電壓分辨率為10mV，最大轉換結果值對應512。對比這兩種方案，圖33(a)精度雖比圖33(b)高一位，但考慮到判斷被測信號的正負時，既要利用硬件電路進行過零點檢測，還要在軟件中進行正跳沿和負跳沿的捕獲，占用了計算時間，實現(xiàn)起來也比較麻煩。由于要采用實時控制，以盡量少占用機時為原則，且采用33(b)中的方案可以滿足精度要求，故選用圖33(b)的波形變換形式。圖34為對應圖33(a)的信號調理電路原理圖。在此電路中，vc為逆變圖34 絕對值整流電路原理圖電源濾波電容上的電壓經(jīng)過霍爾電壓傳感器后的信號，ADCIN2為F240采樣通道,信號經(jīng)過整流后進入F240的片內A/D轉換器。令電阻R2=R3=R4=R5=R6，可得到絕對值整流。DD4起過載保護的作用。圖35為對應圖33(b)的信號調理電路原理圖。在此電路中。在圖中，R2=R3，R4=R5=R6，C1對送入采樣通道的信號進行濾波。以上兩種電路是對采樣信號進行處理的電路，最后選用圖35所示的電路作為采樣信號的調理電路。在信號進行處理前先要經(jīng)過傳感器，在本控制系統(tǒng)中，兩個傳感器均采用霍爾傳感器[20]。圖36所示為霍爾電壓傳感器的連接電路，采樣輸出濾波器電容上的電壓，采用LEM公司的LV25P電壓霍爾模塊。圖35 信號抬升電路原理圖圖36 霍爾電壓傳感器連接電路圖37所示為霍爾電流傳感器的連接電路，測量電容上的電流。圖中傳感器采用LEM公司的LT10P電流霍爾模塊?；魻杺鞲衅魇歉鶕?jù)霍爾效應原理而制成的電流和電壓傳感器。根據(jù)對霍爾電勢處理方式的不同，霍爾傳感器可分為兩類：，即所謂的直接檢測式霍爾傳感器。，采用了單或雙霍爾元件，并工作在零磁通狀態(tài)。本電路使用的LEM電壓和電流傳感器模塊是屬于第二類磁場平衡式霍圖37 霍爾電流傳感器連接電路爾傳感器。對濾波電容上的電壓、電流的檢測還可用檢測變壓器，但考慮到采樣頻率比較高，控制要求實時控制，且控制都是基于精確的PWM模型，對采樣的精度和快速性要求比較高，所以經(jīng)比較后使用LEM公司的電壓、電流霍爾傳感器模塊。而且霍爾傳感器的優(yōu)點十分顯著，如：電氣隔離性能好；測量精度高，線性度好；抗外界電磁和溫度等因素的干擾能力強；響應速度快；體積小，安裝簡單、方便。磁平衡式電流、電壓傳感器模塊測量的輸出信號為電流形式，若要獲得電壓輸出形式，則需要在輸出端即M端和電源零點之間串聯(lián)一只測量電阻，取電阻上的電壓，即可獲得電壓輸出形式，圖337中RmRm2即實現(xiàn)此功能。CC2是濾波電容。 存儲器與F240的接口F240存儲器尋址空間很大，包括下列類型的內部存儲器：544字的雙訪RAM，既可配置成數(shù)據(jù)存儲器，也可配置成程序存儲器，本文中被配置成數(shù)據(jù)存儲器；16M的FLASH存儲器，它可由DSP內核自己擦除和編程；外部224K存儲器，構成4個獨立可選的存儲器空間：64K字的程序存儲器，64K字的局部數(shù)據(jù)存儲器，32K字全局數(shù)據(jù)存儲器和64K字的輸入/輸出存儲器空間。圖38所示為本系統(tǒng)中外擴存儲器RAM與F240的接口原理圖。如圖中所示，由于DSP采用哈佛結構，地址線和數(shù)據(jù)線是獨立的，所以它跟外部RAM接口很簡單。圖中有兩片外擴RAM，均為64K 12ns的快速RAM，可直接與DSP匹配。其中一片為數(shù)據(jù)存儲器，由DS片選，用于存放給定和反饋數(shù)據(jù)以及一些中間結果；另一片為程序存儲器，由PS片選，用于系統(tǒng)仿真時，存放執(zhí)行代碼用的，脫機運行后，程序可直接燒到F240自帶的內部FLASH上，外部程序存儲器可不用。片內、片外程序存儲器的選擇由DSP上的MP//MC腳決定。圖38 外部RAM與TMS320F240的接口原理圖 硬件設計中的抗干擾問題 概述在逆變裝置中電磁干擾問題比較嚴重，所以抗干擾問題是逆變電源系統(tǒng)設計中一項非常重要的內容。當導體通有變化的電流時，在其周圍就會產(chǎn)生電磁場，并不斷地向遠方擴散，這種擴散的電磁波會對其周圍裝置的工作產(chǎn)生一定的影響，這就是電磁干擾（Electric Magnetic Interference EMI）。產(chǎn)生電磁干擾必須有三個因素同時存在：1. 電磁干擾源（發(fā)射體）；2. 對干擾敏感的感受裝置（接收體）；3. 耦合途徑。因此抑制干擾就要從這三方面入手，消除或抑制干擾源，切斷電磁干擾的傳播途徑，削弱接收電路對干擾信號的敏感度。所謂電磁兼容性，就是在不損失有用信號的條件下，信號抗干擾的能力，也即設備自身產(chǎn)生的干擾不影響外界，外界的干擾又不影響設備本身的正常工作能力。切斷電磁干擾源和受擾設備之間的耦合通道是抑制干擾的一個行之有效的方法。常用的方法是屏蔽、接地和濾波。 信號檢測A/D采樣中的抗干擾措施由于控制采用反饋控制，如果A/D轉換的結果不能反映原始的信息，將會直接影響控制系統(tǒng)的控制效果。所以A/D采樣通道準確可靠的工作，是設計中要考慮的首要問題。也就是A/D采樣中采取的抗干擾措施是否有效，是最終得到所期望的控制結果的前提。在對逆變電源濾波電容上的電壓、電流采樣時用到了霍爾傳感器，所以要特別注意霍爾傳感器的抗干擾問題。在大多數(shù)場合，霍爾傳感器都具有很強的抗電磁場干擾的能力，一般在距離模塊5～10cm之間存在一個兩倍于工作電流的電流所產(chǎn)生的磁場干擾是可以忽略的，但當有更強的磁場干擾時，要采取適當?shù)拇胧赫{整模塊的方向，使外磁場對模塊的影響最?。辉谀K上罩一個抗磁場的金屬屏蔽罩；采用帶雙霍爾元件或多霍爾元件的模塊。在實際系統(tǒng)中，使A/D調理電路距離傳感器模塊在5～10cm之間，并調整模塊的方向，取得了良好效果。在本系統(tǒng)中A/D轉換使用的是F240的片內A/D轉換器，數(shù)據(jù)總線上的跳變會使轉換結果發(fā)生誤差。A/D采樣中的抗干擾能力的好壞直接關系著A/D轉換的精度。按照干擾對電路的作用形式，可分為串模干擾和共模干擾。在A/D采樣通道中，從傳感器出來的信號經(jīng)過測量電阻Rm轉換為電壓信號經(jīng)信號調理電路進入片內A/D轉換器，由圖337中可看出測量電阻RmRm2與DSP控制系統(tǒng)是共地的。由于共模干擾主要是由于不共地引起的，所以采樣通道的干擾抑制可以只考慮串模干擾，不考慮共模干擾。下面就講一講采樣通道中的串模干擾及其抑制。串模干擾是疊加在被測信號上的干擾信號，也稱橫向干擾或正態(tài)干擾。產(chǎn)生串模干擾的原因有分布電容的靜電耦合，長線傳輸?shù)幕ジ?，空間電磁場引起的磁場耦合，及工頻干擾等。干擾信號經(jīng)常是一些雜亂的波形，間或有尖峰脈沖。為了使所測信號準確可靠，避免采樣時采到一個尖峰值，在本系統(tǒng)中對干擾的抑制采取硬件與軟件相結合的措施。軟件設計中采取數(shù)字濾波的方法抑制串模干擾，硬件設計方面采取的主要措施是加輸入RC濾波器。由于逆變電源輸出濾波器電容上的電壓為25Hz的正弦波，所以在A/D采樣通道中采用低通濾波器抑制干擾。從霍爾傳感器輸出的信號及進入F240片內A/D轉換器的信號都加入了低通濾波器以消除串模干擾。以上介紹的是在硬件設計中采取的抗干擾措施，后文將會介紹在軟件設計中采取的抗干擾措施。 第四章 控制參數(shù)設計第四章 控制參數(shù)設計 概述在這一章結合實際的25Hz逆變電源系統(tǒng)，給出了具體的實驗裝置參數(shù)，針對不同的控制算法，分別給出了相關的控制參數(shù)的設計，最后給出了預估器原理。25Hz鐵路用逆變電源實驗裝置的參數(shù)如下：輸出頻率=25Hz；直流母線電壓=200V；交流輸出電壓有效值=110V；濾波電感=2mH；濾波電容=20181。F；采樣頻率=開關頻率=20kHz；額定負載R=12Ω；死區(qū)時間1181。s。首先我們分析逆變器控制系統(tǒng)誤差，作為后文設計的基礎。具有瞬時電壓反饋控制的逆變器系統(tǒng)控制框圖如圖41所示。其中， r為給定正弦波，y為輸出電壓，G(s)為調節(jié)器的傳遞函數(shù)。P(s)為主電路的傳遞函數(shù)，如前文式(21)所示。 (41)其中，L和C為濾波電感和濾波電容，R為負載電阻。圖41 反饋控制框圖從控制理論上分析，對于一般的恒值調節(jié)系統(tǒng)，只要控制器中含有積分環(huán)節(jié)，該系統(tǒng)就是無差系統(tǒng)，經(jīng)過調節(jié)總可以達到輸出與給定精確相等。但對于正弦波逆變電源來說，系統(tǒng)總是有差的，只能盡可能減小跟蹤誤差，不可能達到輸出與給定完全相等。逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)輸出誤差包括幅值誤差和相位誤差兩個部分，其大小與控制器結構和參數(shù)有關，下面進行詳細分析。根據(jù)系統(tǒng)控制框圖，可得 (42)化簡后，有 (43)令 （其中為輸出信號角頻率），代入上式可得 (44)定義系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)幅值誤差系數(shù)為 (45)由上式可以看出，G(jw)P(jw)的模越大，ea越接近于1，系統(tǒng)的幅值誤差越小。當G(jw)P(jw)的模為無窮大時，系統(tǒng)的跟蹤幅值誤差為零。定義系統(tǒng)的相位誤差為 (46)由上式可以看出，G(jw)P(jw)的模越大，相角越小，相位誤差越小。當G(jw)P(jw)的模為無窮大或其相角為零時，系統(tǒng)的跟蹤相位誤差為零。由以上分析可知，要使逆變器控制系統(tǒng)輸出電壓幅值與給定相等，那么系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)在輸出頻率處的模必須接近于無窮大，由于受系統(tǒng)控制穩(wěn)定性等各種因素的影響，這在實際中根本不可能做到。實際上，作為逆變器來說，對輸出電壓的穩(wěn)壓精度要求并不是很高，因此有一定的幅值跟蹤誤差對整個系統(tǒng)并沒有很大影響。不同于UPS，25Hz逆變電源對輸出電壓相位沒有特殊的要求。但系統(tǒng)跟蹤相位誤差越小，系統(tǒng)前向通道模越大。而且被控對象本身為相位滯后系統(tǒng)，逆變橋在系統(tǒng)中的作用也等效為一階保持器，具有一個開關周期的滯后效應，再加上數(shù)控系統(tǒng)本身的計算延遲，使整個系統(tǒng)的相位滯后效應非常明顯。因此系統(tǒng)設計時，應將這種滯后效應考慮進去。 狀態(tài)反饋控制算法參數(shù)的設計首先對狀態(tài)反饋控制算法按照第二章的方法進行參數(shù)設計。在這一節(jié)給出了采用狀態(tài)反饋控制算法的參數(shù)設計過程，整個設計包括兩個方面：動態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特性，動態(tài)特性和反饋增益矩陣有關，穩(wěn)態(tài)特性和輸入增益有關。這一節(jié)中就這兩個部分的設計分別進行介紹。下面將對參數(shù)設計予以詳細介紹。 動態(tài)特性——反饋增益矩陣L的設計通過對反饋增益矩陣L的設計，可以使閉環(huán)系統(tǒng)的極點任意配置，從而使系統(tǒng)獲得滿意的動態(tài)特性。參數(shù)的設計基于上文示出的實驗裝置。在空載的情況下連續(xù)域的狀態(tài)方程系數(shù)矩陣為 (47)以MATLAB語言[21]為手段，按裝置的參數(shù)可計算出逆變電源空載時的離散狀態(tài)方程系數(shù)矩陣如下： (48)由第二章可知，系統(tǒng)的閉環(huán)極點可由det(ZI(FGL))=0得到。令