【正文】 。 最簡單的調速系 統(tǒng)為開環(huán)調速系統(tǒng)，但它的調速精度太低，不適用于電動自行車的調速系統(tǒng)。為了保證調速精度，本系統(tǒng)采用圖 的電流、速度雙閉環(huán)控制方案。這種控制方式把速度調節(jié)器作為主調節(jié)器，電流調節(jié)器作為輔助調節(jié)器。速度給定 n* 與速度反饋 nf送給速度調節(jié)器 (SR)，速度調節(jié)器的輸出作為電流信號的參考值 irej，與電流信號的反饋值 if一起送至電流調節(jié)器 (CR)，電流調節(jié)器的輸出為電壓參考值 u* 。與給定載波比較后，形成 PWM 調制波，控制逆變器的實際輸出電壓。 圖 無刷直流電機速度、電流雙閉環(huán)控制 雙閉環(huán)調速的特點是速度調節(jié)器的輸出作為電流調節(jié)器的給定來控制電機的轉 矩和電流。這樣做的好處在于可以根據給定速度與實際速度的差額及時控制電機的轉矩，在速度差值比較大時電機轉矩大，速度變化快，以便盡快地把電機轉速拉向給定值，在轉速接近給定值時，又能使轉矩自動減小，這樣可避免過大的超調，以利于調速過程的快速性。 此外，電流環(huán)的等效時間常數比較小，當系統(tǒng)受到外來干擾時它能比較快速的作出響應，抑制干擾的影響，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾能力。而且雙閉環(huán)系統(tǒng)以速度調節(jié)器的輸出作為電流調節(jié)器的給定值，對速度調節(jié)器的輸出限幅就限定了電樞中的電流，起到了保護逆變橋的作用。 U* iref n* if飛飛 ib ia SR CR PWM 逆變器 BLOD 反饋 轉速計算 位置信號 位置傳感器 nf 21 本系統(tǒng)電流調節(jié)器用 PI 調節(jié)器，速度調節(jié)器為改進的 PI 調節(jié)器。數字 PI 控制是普遍采用的一種過程控制算法， P是指比例象 (Proportional)， I 是指積分項(Integral)，基本的 PI 控制算法有位置型和增量型兩種。 位置型 PI 算法的表達式是 : ])(1)([)( 10??? dtteTiteKptu (32) 其中 )(te 是輸入， )(tu 起控制作用， Kp 為比例系數， Ti 為積分時間常數。 增量型算法表達式是 : )()()(21 TkTekTkTu qq ???? (33) 其中 KpTiTKp qq ????21 )。1( 它們兩者在本質上是一樣的，但是相比位置型算法，增量式算法有很大的優(yōu)點 : ，所以由誤動作造成的影響比較小 。 。 ，增量只與最近的兩次采樣有關，容易獲得較好的控制效果，并且消除了當偏差存在時產生飽和的危險。 所以，本系統(tǒng)電流調節(jié)器采用增量式 PI控制。其中采樣周期的選取要考慮以下三個因素 [17]: ， 根據香農 (Shannon)采樣定理，采用頻率至少為低通信號頻譜最高頻率的 2 倍 。 ，采樣頻率的提高必然要求控制器有足夠快的運算速度，以滿足在兩次采樣數據之間完成必須的處理計算。 ，高的采樣頻率必然要求高的 PWM 頻率，一方面， PWM 頻率越高，輸出波形越理想，但另一方面，功率器件消耗的功率也越高，引起發(fā)熱、散熱的問題，另外，高的 PWM 頻率可能使電磁輻射更加嚴重。 綜上各因素，考慮到使 PWM 頻率在人耳敏感的頻率范圍 (300Hz ～ 4kHz)外，在本系統(tǒng)中，電流環(huán)采樣頻率定為 5kHz，就基本達到了預期效果。 對于速度環(huán)的控制本系統(tǒng)根據 AVR 單片機邏輯判斷能力強、編程靈活的特點 22 采用改進的 PI 算法一積分分離 PI 算法來實現。 該算法的表達式為 : ???????????????0)(),(0)(),()()()()()(EkTekTK p eEkTekTeKpkTK t eTkTukTuTkTekTe (34) 積分分離算法要設置積分分離閥 0E , 0)( EkTe ? 時，采用 PI 控制，可保證系統(tǒng)的控制精度 。當 0)( EkTe ? 時，也即偏差較大時，采用 P 控制可使超調量大為降低。 還有一種神經元自適應 PI算法也是近些年來應用較多的控制算法，其表達式為 : ???? 2 1 )()()( i kTxikwiKkTu (35) )2,1)(( ?ikwi 為對應與 )(kTxi 的加權系數， )0(?K 為神經元比例系數。 該控制器是通過對加權系數的調整來實現自適應、自組織功能的，加權系數的調整采用有監(jiān)督的 Hebb 學習規(guī)則。 速度檢測方案 電機的轉速是雙閉環(huán)系統(tǒng)的一個重要反饋量，如果安裝測速器來解決這個問題無 疑會增加系統(tǒng)的硬件投資和整個系統(tǒng)的體積。所以在本系統(tǒng)中將利用轉子位置傳感器所產生的脈沖信號來反映電機的轉速。經過上拉、濾波后的脈沖信號如圖 所示。它們是脈寬為 180 度 ，相位上互差 120 度的方波信號。對其中的任一位置傳感器而言，電動機每轉能產生 P 個方波脈沖， P 為電動機的極對數，顯然這種方波脈沖的頻率是正比于電機轉速的 [16]。 23 圖 三相位置信號 起動與換相控制方案 無刷直流電機的反電動勢大小和電機的轉速成正比，在電機靜止時電動勢為零，沒有換相信號，電機不能自起動。有些文獻提出了一些附加 電路來控制起動的方案。這樣就增加了系統(tǒng)成本且使系統(tǒng)復雜化。而本文基于 AVR 單片機的起動控制策略無需附加任何電路，由軟件程序控制正常起動，體現 “ 硬件軟化 ” 的設計思想。 軟起動控制策略為 :先由程序控制給任意兩相定子繞組通電而另一相關斷，則電機定子合成磁勢軸線在空間有一確定方向，把轉子磁極拖到與其重合的位置，經過一段時間即可確定轉子的初始位置。然后按照電機旋轉方向的換相順序由程序控制給相應繞組饋電，使電機起動。期間不進行位置檢測，換相時間間隔由軟件延時控制，且該時間間隔不變，程序控制 PWM 波占空比逐漸增大以 提高電壓，因此這是一種恒頻升壓的起動方式。 開環(huán)起動過程持續(xù)一個換相周期后，電機己經具有一定的速度，可以通過位置傳感器檢測到轉子的位置，此時就跳出開環(huán)起動過程，進入由位置檢測信號控制電機換相的自控式運行狀態(tài)。首先找出三個轉子位置傳感器信號 H1， H2, H3 的狀態(tài)與六只功率管導通之間的關系，以表格形式存放在單片機的 EEPROM 中，如表 24 31 所示。這樣單片機只需根據來自位置信號輸入口的狀態(tài)，查表即可決定下個時刻管子的導通順序，從而控制電機的換相。 表 31 換相表 H1 H2 H3 導通的管子 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 電機靜止，無導通管 1 1 1 出錯 蓄電池檢測方案 電動自行車在使用過程中實時監(jiān)測蓄電池的容量情況將給用戶帶來很大的方便，它能提供蓄電池的電能大約能夠使車輛行駛多少里程，蓄電池是否需要充電等信息。蓄電池的總容量通常以充足電后，放電至其端電壓達到規(guī)定值時所釋放出的總電量來表示。當蓄電池以恒定電流放電時，它的容量等于放電電流和放電時間的乘積 : Q=IdTd (38) 式中 Q 的單位為 (A h)。如果放電電流不是一個恒定的常數，蓄電池的容量為不同的放電電流與相應時間的乘積之和 : Q=Id1Td1+Id2Td2++IdnTdn (39) 由于蓄電池的容量受到很多因素的影響，長時間的使用，反復的充放電，一些蓄電池的容量將逐漸減小，因此要準確測量蓄電池的容量比較困難。 本方案利用蓄電池端電壓與容量之間的關 系，通過測量蓄電池的端電壓來監(jiān)測蓄電池的容量。蓄電池的電勢是指蓄電池在開路時的端電壓，由于蓄電池內阻r 的存在，當蓄電池兩端接上負載 R 時，內阻上就會產生壓降，此時蓄電池的端電壓不是電勢 E，而是 : U=EIr （ 310） 而蓄電池的內阻與蓄電池的容量成反比，在充電過程中，內阻逐漸減小，在 25 放電過程中增加，通過實驗的辦法可測出蓄電池的容量與端電壓的關系，并建立表格存于單片機的 EEPROM 中。實際運行中，就可 利用軟件讓單片機對蓄電池端電壓 U 進行測量、處理再和 EEPROM 中的數據進行比較得出容量的信息。這樣的實時監(jiān)測系統(tǒng)對蓄電池的保護、延長使用壽命有重要的意義。 驅動、逆變電路控制方案 驅動、逆變電路是主控芯片與被控電機之間聯系的紐帶，其傳輸性能的好壞直接影響著整個系統(tǒng)的運行質量。功率場效應晶體管具有開關速度快、高頻特性好、輸入阻抗高、驅動功率小、熱穩(wěn)定性優(yōu)良、無二次擊穿問題、安全工作區(qū)寬和跨導線性度高等顯著特點，因而在各類中小功率開關電路中得到了廣泛的應用。在本控制系統(tǒng)中就采用了 MOSFET 組成逆變器 的變換電路。由于半橋逆變器的控制比較復雜，需要六組控制信號，電機三相繞組的工作也相對獨立，必須對三相電流分別控制。而全橋逆變器的控制比較簡單，只需三組獨立控制信號，且任一時刻導通的兩相電流相等，只要對其中一相電流進行控制，另外一相電流也得到了控制。因此本方案采用全橋逆變電路來控制各相位的導通 [18]。 全橋型逆變電路有六個功率開關器件，若每個開關器件都用一單獨的驅動電路驅動，則造成系統(tǒng)硬件結構復雜且可靠性也會下降。而美國國際整流公司推出的工 R2131S 是一款 MOS 功率器件專用的柵極驅動集成電路。其可輸出的最 大正向峰值驅動電流為 250mA，而反向峰值驅動電流為 500mA。它內部設計有過流、過壓及欠壓保護、封鎖和指示網絡，使用戶可方便的用來保護被驅動的 MOS 功率管。它巧妙的運用自舉技術，使得功率元件的驅動電路僅需一個輸入電流源就可工作，還可對同一橋臂上下 2 個功率器件的門極驅動信號產生 2us 的互鎖延時時間，而且其自身工作和電源電壓的范圍較寬 (+3～ 20V)。所以本系統(tǒng)用 IR2131S 來驅動MOSFET 組成的全橋逆變器，驅動時采用 1200 導通方式，即任一時刻僅有兩個開關處于閉合狀態(tài)。 逆變器的驅動形式主要有三種 :雙極 性 PWM、單極性 PWM 和倍頻 PWM 。雙極性P枷控制模式下，逆變器在任意時刻每一相橋臂中的上管與下管均處于 PWM 調制 狀態(tài)，上下管開關狀態(tài)同步互補。為了避免在開關過程中橋臂出現直通短路，同一橋臂上下管切換期間需要嵌入死區(qū)，即兩者同時處于斷開狀態(tài)。且由于上、下管均需要調制，雙極性 PWM 開關損耗相對較高。單極性 PWM 則僅對逆變器上半橋 26 或下半橋進行 PWM 調制。從單個橋臂來看，其上橋臂處于 PWM 狀態(tài)時，對應下橋臂斷開，反之亦然。 基于同樣的 PWM 調制頻率，采用倍頻型 PWM 則可以獲得兩倍于前兩種 PWM 方式的壓調制頻率 ，可以進一步減小逆變器開關調制所對應的電流紋波。但對單片機的處理速度要求較高。 綜上分析，本文針對電動自行車應用的永磁無刷直流電機的驅動控制采用單極性 PWM 實現 [13]。 故障檢測與系統(tǒng)保護 一個控制系統(tǒng)能否正常工作，除了各環(huán)節(jié)能保證正常工作外，各環(huán)節(jié)之間參數不一定能絕對匹配，加之一些外在干擾因素對系統(tǒng)的影響，系統(tǒng)有可能發(fā)生故障。當系統(tǒng)出現意外故障時，如不及時處理，便會造成損壞功率管和其它設備的嚴重后果。所以必須設置