【導讀】因為標志電源特性的參數(shù)有功率、電壓、頻率、噪音及帶負載時參數(shù)的變。化等，在同一參數(shù)要求下，又有體積。重量、形態(tài)、效率、可靠性等指標。源的原理和設計方法。根據(jù)設計需要選擇開關電源電路；設計輸入整流濾波電路，并確定相關器件參數(shù)；通過實驗和計算對設計中的數(shù)據(jù)進行驗證。節(jié)則稱為開關電源。開關電源主要組成部分是DC-DC變換器，因為它是變換的核。心，涉及頻率變換。

　　

【正文】 通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。以圖 211 的電 路為例進行說明。開機瞬間，C312 兩端取樣電壓達到額定值需一定時間，在 C312 充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低 , 因而脈寬控制電路減小對開關管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使開關管在開機瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖 211 中的 Ca。開機后， C312 在建立充電電壓的洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 28 過程中， VT301 基極電流隨 Ca 充電電流變化，電容 Ca 充電完畢，充電電流近似為零。由取樣分壓器控制 VT 301 的導通程度，開關電源進入正常的 穩(wěn)壓狀態(tài)。軟啟動電路的延遲時間一般為 100～ 150 ms，由 Ca 和 R305 的值設定。 2. 過流保護電路 對負載短路過流的保護，一般設在開關電源的輸出電路中，與不隔離式開關電源采用相同的電路。在隔離式開關電源中，還需設置開關管的過流保護電路， 開關管的過流限制實際上對負載過流也有效，因為不管任何一組負載電流增大，都將使脈沖變壓器初級等效感抗降低，開關管的導通電流也隨之增大。不過這種保護是間接的，對電壓精確度要求高的負載端，仍需設置前述過流保護電路。 3. 過壓保護電路 隔離式開關電源輸出端的過壓保 護和不隔離式開關電源的保護方式相同，但在開關電源的發(fā)展中，大多增設了輸入電壓超壓保護，目的是在開關電源輸入電壓超高時，使開關電源停止工作，以避免因開關管擊穿而引起開關電源大面積損壞。輸入過壓保護電路常和開關管過流保護電路共用控制電路，見圖 215。電阻 R R4 對開關電源輸入電壓分壓取樣，當輸入電壓超過規(guī)定穩(wěn)壓器上限輸入電壓時，穩(wěn)壓管 VS1 反向擊穿， R4 兩端電壓經(jīng) V1 加到控制管 VT 1 的基極，使 VT1 飽和導通，開關管停振。其輸入過壓保護原理是：在開關電源振蕩過程中 , 當開關管截止時，集電極加有 Uin 和 T301 初級繞組感應電壓 Ul 兩種電壓之和 , 即使正常工作的開關電源，開關管由導通進入截止狀態(tài)時，脈沖變壓器初級繞組感應電壓 UL 也近似等于或大于輸入電壓 Uin。因此，開關管集電極實際耐受的反壓應大于 Uin 的兩倍，才能正常工作。當輸入電壓升高時，開 關管集電極反壓成倍升高 ,有時甚至超過其 Uceo 而擊穿。此時若開關電源停振，則此反壓只等于輸入電壓，可以避免被擊穿。 自激電源的優(yōu)化 增大降壓比控制 洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 29 在圖 35 所示電路中，當開關管導通時，加在儲能電感兩端的為全部輸入電壓。為了使儲能電感在能量 釋放時有較低的電壓輸出，只有通過壓縮脈沖寬度，減小能量存儲。但在脈沖幅度不變時，單純靠減小脈沖寬度有一定限度，即受到開關管可控導通時間的限制和輸出紋波增大的限制。因此，當脈寬減小到一定限度時，開關管的振蕩處于占空比極小的狀態(tài)，輸出直流電靠濾波電容的放電予以保持，導致電源內阻增大，難以輸出較大的電流。解決上述問題的方法是將原儲能電感部分改為脈沖變壓器，即對原脈沖變壓器進行改型。開關管導通期間通過脈沖變壓器初級儲存能量，開關管截止時脈沖變壓器通過次級向負載釋放能量。如果此脈沖變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比增大，次級 釋放能量形成的感應電壓則必然較低。假設脈沖變壓器能量存儲與釋放是相等的，其次級電路將感應出低脈沖幅度、大電流的感應電壓向負載及濾波電容放電。除此之外，脈沖變壓器代替儲能電感后，電路的降壓功能不只依靠壓縮脈寬，還可以通過改變脈沖變壓器初、次級變比的方式得到設定的降壓輸出。依此原理設計的自激式降壓型開關電源電路如圖 25 所示。脈沖變壓器 T 增設了副繞組④ ⑤ ，在電路的振蕩過程中，其元器件的作用與圖 22 所示的相同。區(qū)別是儲能電感和開關管的位置被互換，但對儲能電路來說作用相同，對電路功能無任何影響。洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 30 圖 35 降壓比增大電路 在圖 35 所示的電路中，還可以用增加副繞組的方式獲得另一組更低的輸出電壓，如圖中的 U3，因為開關電源工作在穩(wěn)壓狀態(tài)，所以 U3 基本上是穩(wěn)定的。但是 U3 輸出電壓并未經(jīng)取樣反饋到脈寬控制系統(tǒng)，故 U3 的負載電流的變動將使其輸出電壓產(chǎn)生相反的變動，即負載調整率極低。此外， U3負載電流的變動還影響 T 初級的能量釋放過程，使主輸出端 U2 受到影響，使穩(wěn)壓器的穩(wěn)定度變差。為了避免這個不參與穩(wěn)壓取樣控制的輸出電壓的此類副作用，要求 U3 的輸出功率不能高出主負載端輸出功率的 1/4，且 U3 的負載必須是恒定的。在電器設備 中需要小功率低電壓副供電電源的情況下，一般采用這種方式，此時輸出 U3 與輸入電壓是隔離的。 自激電源的同步控制 1．工作原理 圖 26 所示為 TC29CX 電源電路。由于其待機 /工作狀態(tài)時負載電流大幅度變化，因此電源的工作狀態(tài)也必須改變。間歇振蕩電路由開關管 VT 901和脈沖變壓器 T901 組成。當電源接通后，輸入電壓經(jīng)橋式整流并濾波后，輸洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 31 出約 300 V 直流電壓，直接進入 VT901 的集電極。 R90 R90 R904 和 C903 構成啟動電路。 300 V 電壓正極經(jīng) R90 R903 和 R904 分壓，得到約 100 V 電壓對 C903 充電，其充電電流作為啟動脈沖送入 VT901 基極。電源啟動后， VT 901集電極電流開始增大，此電流通過 T901 繞組① ② 到負載，再回到 300 V 電壓負極。在此過程中， T901 繞組① ③ 感應的脈沖電壓以正反饋的形式加到VT901 基極，使 VT901 快速飽和。 圖 36 TC29CX 電源電路 2．電路特點 TC29CX 電源電路的工作特點是：當 T901 繞組① ② 和① ③ 的匝數(shù)比確定以后，其正反饋量僅取決于 R905 和 R906。若 R905 選值過大，在電源電壓較低或負載 電流較大時，間歇振蕩會停振，因此該電路中 R905 選用 20 Ω。但隨著電源電壓的升高或負載電流的減小，反饋量又會增大。在這種情況下，VD910 對正反饋脈沖進行鉗位，既維持間歇振蕩，又使自激反饋脈沖有所控制。在待機狀態(tài)開關電源近似空載，開關管不會因反饋量過大產(chǎn)生過激勵而增大損耗。啟動電路采用電容啟動，利用 C903 的充電電流作為 VT 901 的啟動洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 32 電流，這種啟動方式具有一定的保護作用。在啟動過程中， C903 充滿電荷后即無電流流過。此時若電源工作正常，則在 VT901 截止期，續(xù)流二極管 VD902導通， C903 通過 R904 放電。如果電源發(fā)生故障，則造成振蕩電路停振， VD902始終是截止的。因為 C903 的放電通路是 +B 負載，其處于非工作狀態(tài)，所以負載等效電阻極大， C903 放電時間常數(shù)增大。電源故障排除后，開機前需將C903 放電，電源才能啟動。這種保護也稱為多次啟動保護，在開關電源有故障時，只要一次未啟動，即無啟動電流進入 VT901 基極電路，以免因多次啟動而損壞 VT 901。 T901 的接法構成了所謂的串聯(lián)開關穩(wěn)壓器，指負載電路與開關管是串聯(lián)接入電路的。這種電源有兩種接法： (1) 將開關管接在 T901 的后面， +B 輸出直接取自 開關管發(fā)射極。這種接法適合于 1∶ 1 的直接負載端取樣電路。采用這種方式，脈沖變壓器必須有單獨的初級繞組，負載上得到的整流電壓是取自副繞組的脈沖，這樣使脈沖變壓器繞制工藝復雜化，同時主、副繞組的漏感、分布電容都不可避免地相應增大。 (2) 輸入電壓整流后，先經(jīng)開關管，再進入 T901 的儲能繞組① ② 。此繞組既是 VT901 的電流通路，也是儲能電感。在 VT901 截止期， T901繞組① ② 釋放磁能， VD902 導通對 C909 充電，以形成整流電壓供給負載，這樣不僅使 T901 繞制工藝簡化，還減少了漏感造成的損耗，使負載端的效率 得到提高。 該電源由于 T901 和 VT901 的接法，無法從主負載端取樣，因此采用從儲能電感取樣的方式。因為 T901 儲能電感繞組① ② 輸出的脈沖電壓，實際上也就是 VD902 整流后的直流電壓，所以從 T901 繞組① ② 取樣，同樣可以反映出主輸出端電壓的變化。 T901 繞組① ② 輸出脈沖經(jīng) VD903 整流和 C910 濾波，得到取樣電壓，正極進入取樣放大器組件 HM9207 的 3 腳，負極進入 5 腳 (也是 VT1 發(fā)射極 )，經(jīng) R R2 分壓后進入 VT2 基極。 VT2 發(fā)射極由 6 V 穩(wěn)壓管鉗位使之與 3 腳壓差為－ 6 V，因此 VT2 集電極電流 受控于 HM9207 的 5腳間電壓。當開關電源輸出電壓升高時， C910 兩端電壓也升高， VT2 基極電壓變負，其集電極電流增大，使 VT 1 導通，其內阻降低， VT 901 輸入電壓被分流而提前截止，振蕩脈寬變窄，輸出電壓降低 。 3．保護電路 TC29CX 電源屬自激式降壓型開關電源，負載電流過大時會造成電源間歇振蕩器停振，這本身就構成過流短路保護。串聯(lián)型開關電源開關管一旦洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 33 被擊穿， 300 V 左右的整流電壓通過 T901 繞組① ② 加到負載上，會造成設備損壞，因此應在主電壓輸出端接入過壓保護晶閘管 VS 902。 當輸出電壓 +B 為 110 V 時，根據(jù) R922 和 R923 的阻值計算，正常時的中點分壓值為 22～ 23 V， VZD909 的穩(wěn)壓值為 30 V。當主輸出電壓超過 140 V 時，VZD909 被擊穿，晶閘管 VS902 導通，將電壓輸出端短路，開關電源停振處于保護狀態(tài)。 4．電路維護 如果采用替代負載的方法檢修此電源，由于是額定負載，無行激勵脈沖時開關電源輸出電壓又偏低，因此不能確定加入行逆程脈沖后輸出電壓是否偏高。若電壓偏高，過壓保護電路將動作，使電源無輸出。因此，對該電源進行單獨檢修時，應先斷開 +B 供電，再斷開 R907，使過壓保 護失效。此時無行激勵脈沖，可加入 3 kΩ 電阻做負載，若電源正常，則可以輸出額定電壓。再將負載電阻換成 300Ω/15W，則輸出電壓應降為 100 V以下。 洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 34 第 4 章 打印機開關電源 的設計 打印機開關電源 概述 打印機是現(xiàn)代辦公必備的設備之一，可以說，打印機的出現(xiàn)大大減輕的工作的勞動強度，提高了工作效率，使辦公環(huán)境變得更加輕松。而開關電源作為穩(wěn)壓電源，給電子設備提供穩(wěn)定的工作電壓，也是打印機電源供電電路的重要部分。下面我們以松下 KXFL513CN 電源電路板 (科迪辦公設 備班提供 )來分 析： 一、 實物圖 打印機開關電源 特點 打印機，其特點是負載功率變動較大，屬間歇性工作，假如該機為 35 V供電，其負載電流變動達 0～ 3 A。為了應付大范圍負載電流變化，打印機開關電源中的 PWM 系統(tǒng)都采用雙路控制。即使如此，打印機供電輸入也要求較高，一般穩(wěn)定在 220～ 240 V之間，以避免因輸入電壓的大幅度變動而降低開關電源負載調整率。 典型打印機自激式開關電源的特點是采用正激式變換器。正激式變換器向負載提供電流的方式不同，當開關管導通時，次洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 35 級二極管同時導通，向負載提供電流 。此時脈沖變壓器初級有兩部分電流，一是負載提供的電流，二是脈沖變壓器的磁化電流。由于次級二極管同時導通，因此其磁化電流較反激式磁化電流小得多，磁化電流仍形成能量存儲。當開關管截止時，次級的二極管同時截止，儲存于磁場的能量必須另辟途徑釋放，否則初級繞組將產(chǎn)生極高的感應電壓擊穿開關管。所以，正激式開關電源脈沖變壓器初、次級相位關系與反激式相反，同時還設有磁場能量釋放繞組。從理論上講，正激式變換器的輸出電壓值僅取決于供電電壓、脈沖變壓器初次級匝數(shù)比和開關電源脈沖的占空比，與負載電流無直接相關性。實際上正激式變換器 帶負載能力較強，對負載變動穩(wěn)定性能優(yōu)于反激式接法。所以對負載變動功率較大的設備，可采用正激式變換器組成的隔離開關電源。 電路實例 分析 圖 41 所示為一種打印機開關電源電路。脈沖變壓器 T1 和開關管 VT1組成間歇振蕩電路； R14 為 VT1 的啟動偏置電阻； R VD C7 為正反饋定時元件； VT4 為穩(wěn)壓系統(tǒng)的控制器，通過光電耦合器 OC2 受控于次級輸出電壓取樣放大器； VS6 為精密可調穩(wěn)壓管構成的輸出電壓誤差檢測放大器。 35 V 輸出電壓經(jīng) R R21 分壓送入 VS6 的控制級，與其內部 V 基準電壓在比較 器中檢出誤差電壓，控制 VS6 的 AK 電流，使與之串聯(lián)連接的 OC2 發(fā)光二極管產(chǎn)生相應的電流變化。 OC2 的次級內阻變化，直接控制脈寬調制管 VT4 的導通電流。當次級 35 V 輸出電壓升高時， VS6 電流增大，經(jīng) OC2 使 VT4 對正反饋脈沖分流增大， VT1 提前截止，輸出電壓下降。光電耦合