【文章內(nèi)容簡介】 () 其中， Uab是未經(jīng)濾波的逆變器輸出電壓； G3(s)為濾波電路傳遞函數(shù)； RL為電感及交流進(jìn)線的等效電阻。 如果忽略功率開關(guān)器件 T1～ T4 開關(guān)延時(shí)及死區(qū)時(shí)間的非線性影響， SPWM 控制方式下的橋式逆變環(huán)節(jié)為一個(gè)純滯后環(huán)節(jié)，可等效為一個(gè)小慣性環(huán)節(jié) [15]，傳遞函數(shù)為： 6 1)(2 ?? ST KsG PWMPWM () 其中， TPWM是一個(gè)開關(guān)周期，當(dāng)開關(guān)頻率取 10kHz 時(shí)， TPWM為 100us， KPWM為逆變器增益，與 PI 調(diào)節(jié)器的最大限幅值有關(guān)，由式 ()和 ()可得到系統(tǒng)的并網(wǎng)電流閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖，如圖 24所示： 圖 24 電流閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖 不對逆變系統(tǒng)進(jìn)行任何控制的情況下，系統(tǒng)被控對象的傳遞函數(shù)為： )()()( 32 sGsaGsW ? =11*1?? sRLRsTaKLLPWMPWM () 式（ ）中， L為逆變器濾波電感， RL為電感及交流進(jìn)線的等效電阻， a為反饋系數(shù)。不進(jìn)行控制的逆變系統(tǒng)是一個(gè)有差系統(tǒng)，存在原理性穩(wěn)態(tài)誤差，響應(yīng)時(shí)間較長；而且該系統(tǒng)不是一個(gè)最小相位系統(tǒng)，穩(wěn)定性差。 PI參數(shù)的設(shè)計(jì) 為獲取理想的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性，并實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的快速響應(yīng)，將系統(tǒng)設(shè)計(jì)為一個(gè)二階系統(tǒng)，我們用二階最佳工程設(shè)計(jì)法 [16]對 PI調(diào)節(jié)器參數(shù)進(jìn)行整定。 二階閉環(huán)系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)一般形式為： 11G (s ) 221 ??? sTsT (T1 T2) () 根據(jù)控制理論，使二階系統(tǒng)的輸出獲得理想的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，即該系統(tǒng)的輸出量快速完全跟蹤給定量，可推導(dǎo)出二階品質(zhì)最佳系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為： )221(21)(210 sTsTsG ?? () 7 式（ ）即為二階品質(zhì)最佳的基本公式。從快速性和穩(wěn)定性角度來看，用數(shù)字信號(hào)處理器 DSP 對逆變器系統(tǒng)進(jìn)行動(dòng)態(tài)校正，就 是要求 DSP 與逆變器系統(tǒng)一起組成的閉環(huán)系統(tǒng)具有二階最佳設(shè)計(jì)的基本形式 [17]。 令 PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為： IIPIPKssKKsKsKsG 1)(1???? () 其中， KP為調(diào)節(jié)器的比例放大系數(shù)； KI為積分時(shí)間常數(shù)。為使調(diào)節(jié)器抵消并網(wǎng)逆變 器系統(tǒng)中較大的時(shí)間常數(shù)LRL ，可選擇 LIP RLKK ? () 于是可得控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為： )1(111*1*1)()()( 1sTsKaK RsRLRsTaKKssKKsWsGsGP W MIP W MLLLP W MP W MIIP??????? () 比較（ ）與（ ）的系數(shù)得 12TKaK R IPWML ? 1221 TTPWM ? 可得 PWMPWMLI TaK RK 2? () 帶入 （ ） ，得 PWMPWMP TaKLK 2? () 校正后系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為 I型系統(tǒng) [13,14]，其形式為： )1(2 1)( ?? sTsTsG P W MP W M () () 8 閉環(huán)傳遞函數(shù)為： 22221 1)(1 )()( sTsTsG sGsG P W MP W MC ????? （ ） 該電流跟蹤控 制環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)核心基于傳統(tǒng)的 PI控制技術(shù)，屬于經(jīng)典控制理論的范疇。PI 參數(shù)的整定建立在逆變器傳遞函數(shù)模型確定的基礎(chǔ)上，式（ ）給出的逆變器傳遞函數(shù)是一種經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，因此，給出的 P、 I 參數(shù)的計(jì)算值是一種理論指導(dǎo)值，實(shí)際調(diào)試中因?yàn)?小 時(shí)間常數(shù)、分布參數(shù)的影響，需對 P、 I 的參數(shù)值予以適當(dāng)調(diào)整。 基于 SPWM 的電壓 /電流型并網(wǎng)逆變器的控制方法 本文所研究的光伏并網(wǎng)逆變器，受控量為輸出電流，系統(tǒng)為電壓型電流源逆變器。與滯環(huán)電流控制系統(tǒng)相比，基于 SPWM 控制的電流跟蹤系統(tǒng)具有固定的開關(guān)頻率，它是將 PWM載波 頻率固定不變，以電流偏差調(diào)節(jié)信號(hào)作為調(diào)制信號(hào)的 PWM控制方法，具有算法簡單、物理意義清晰、實(shí)現(xiàn)方便的優(yōu)點(diǎn)。另外，開關(guān)頻率固定，可以使輸出側(cè)的濾波電感容易設(shè)計(jì)，減少功率器件的開關(guān)損耗。 綜合考慮以上因素，本文采用有效值外環(huán)、瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的控制方法，控制框圖如 25所示 逆變器 并網(wǎng)運(yùn)行時(shí) 工作在電流閉環(huán)狀態(tài)，開關(guān) S1 接至節(jié)點(diǎn) 1，以輸出電流作為受控對象，輸出電壓略高于電網(wǎng)電壓，通過數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)保證輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，當(dāng)電流環(huán)建立起來后并且穩(wěn)定后開關(guān) S3 閉合。即逆變 器的輸出電壓、電流的有效值（ RMS）組成控制外環(huán)，輸出波形構(gòu)成逆變器的內(nèi)環(huán)，雙閉環(huán)的控制結(jié)構(gòu)同時(shí)保證了輸出電壓、電流的幅值與波形滿足設(shè)計(jì)要求，并且具有帶負(fù)載能力強(qiáng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)。采用這種控制策略，可使逆變電源很容易在兩種工作模式下進(jìn)行切換，可以實(shí)現(xiàn)零電流并網(wǎng)，從而能取得很好的控制效果。 9 圖 25 逆變器控制結(jié)構(gòu)圖 其控制過程是：輸出電壓 /電流經(jīng)過采樣后，經(jīng)預(yù)測控制算法后作為有效值計(jì)算同時(shí)與給定參考信號(hào)的有效值進(jìn)行比較，得到的誤差信號(hào)經(jīng)外環(huán) PI 調(diào)節(jié)器處理后的輸出作為內(nèi)環(huán)參考正弦波的幅值，這個(gè)幅值乘 以與電網(wǎng)電壓同頻同相的單位正弦波后作為內(nèi)環(huán)給定信號(hào)；內(nèi)環(huán)給定信號(hào)與輸出電流瞬時(shí)值進(jìn)行比較，得到的誤差信號(hào)經(jīng)內(nèi)環(huán) PI 調(diào)節(jié)器運(yùn)算處理后，得到內(nèi)環(huán)的控制信號(hào)；最后這個(gè)控制信號(hào)被送入 PWM 發(fā)生器，與三角載波調(diào)制比較后產(chǎn)生的 PWM 信號(hào)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路隔離、放大后，再驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)器件 T1T4，最后經(jīng)濾波電感 L，饋入與電網(wǎng)電壓同頻、同相的正弦波電流 iL。 在并網(wǎng)電流的跟蹤控制過程中，為了抵消電網(wǎng)電壓及其擾動(dòng)量的影響，系統(tǒng)采用電網(wǎng)電壓前饋控制；同時(shí)，由于硬件 A/D 采樣電路使用了阻容濾波，本身具有的延遲作用使A/D 采樣值滯后于 實(shí)際值，如果此時(shí)使用該 A/D 值進(jìn)行運(yùn)算，必將產(chǎn)生誤差，因此需對并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓采樣值進(jìn)行預(yù)測算法處理以獲得更接近實(shí)際值的數(shù)據(jù)。 為了實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓的精確對消，其前饋通道增益應(yīng)該為逆變橋增益的倒數(shù)，若逆變橋的增益為 KPWM，則電網(wǎng)電壓前饋通道增益值應(yīng)該為 1/KPWM。從補(bǔ)償原理上來看，前饋補(bǔ)償實(shí)際上是采用開環(huán)控制方式去補(bǔ)償可測量的擾動(dòng)信號(hào)，因此前饋補(bǔ)償并不改變控制系統(tǒng)的特性；從抑制擾動(dòng)的角度來看，前饋補(bǔ)償可以減輕反饋控制的負(fù)擔(dān)，可使反饋控制系統(tǒng)的增益可以取得小一些，這有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定性 [18]。 在軟件控制過 程中采用預(yù)測控制方法 [19]，對于克服由于電網(wǎng)電壓的諧波、毛刺以及其他干擾因素等所帶來的系統(tǒng)不穩(wěn)定，具有明顯的實(shí)際效果。另外一個(gè)使用預(yù)測控制的重要 10 原因是為了盡量減小 A/D 采集中毛刺信號(hào)的干擾，系統(tǒng)中使用了濾波電路，從而使 A/D 采集的數(shù)據(jù)滯后于實(shí)際的信號(hào)，該滯后時(shí)間和 DSP的定時(shí)采樣周期可以比擬，無法忽略。具體的預(yù)測方法如下： 圖 26 預(yù)測公式計(jì)算示意圖 預(yù)測公式的計(jì)算如圖 26 所示，其中， xi 相當(dāng)于采樣時(shí)間， xixi1=T； wi 對應(yīng)于每個(gè)xi時(shí)刻的 A/D采樣值， x4為當(dāng)前 A/D 采樣值， wm為預(yù)測值， xmx4=T/2。預(yù)測公式如下： 由泰勒展開公式可知： )()(61)(21)()()()( 43424444 ttxftxftxfxffxfxf im ?????????????????? ? () 系統(tǒng)中，由于 T很小，采樣點(diǎn)間隔很小，所以在計(jì)算導(dǎo)數(shù)公式時(shí)，由線性公式近似代替可得： 12341223233424 33w=])()([])()([)( wwtxf ????????????? () 23423344 2)()()( wtxf ????????? () 式中 wn 為 A/D 采樣值； xn 為定時(shí)器中斷點(diǎn)。取Δ t=T/2，則 )(163)(1613)(6148116316134879)21()(123414412344wwtxfxfw mm?????????????? () 其中 x2x1=x3x2=x4x3=T 。 使用上述公式計(jì)算，更加方便，且在運(yùn)算過程中結(jié)果不會(huì)溢出。 SPWM 信號(hào)的產(chǎn)生原理 SPWM 就是在對一個(gè)正弦波進(jìn)行脈寬調(diào)制時(shí)，使脈沖系列的占空比按正弦規(guī)律來排列。當(dāng)正弦值為最大值時(shí)，脈沖的寬度也最大，而脈沖間的間隔則最小。反之，當(dāng)正弦值較小時(shí)，脈沖的寬度也較小，而脈沖間的間隔則較大，如圖 27所示。 11 圖 27 正弦波脈寬調(diào)制（ SPWM） 示意圖 如圖 27 所示，調(diào)制信號(hào)為正弦波 UM sinω t，電壓峰值為 UM，載波信號(hào)三角波的電壓峰值為 US，周期為 Tc，并設(shè)定在每個(gè)三角波周期中只對正弦波采樣一次，如在 t1時(shí)刻對正弦波進(jìn)行采樣，通過采樣點(diǎn)作平行于時(shí)間軸的水平線，在周期 Tc內(nèi)與三角波的交點(diǎn)為 E和 F點(diǎn)， EF 即為 SPWM 的導(dǎo)通時(shí)間 ton=2ton1,SPWM 的截止時(shí)間為 toff=Tcton=2toff1,由圖 25可以得到： aTtaTtconcoff????4411 () 圖 28 對稱規(guī)則采樣法生成 SPWM 由圖 28，根據(jù)三角形相似原理，通過幾何運(yùn)算，可得 ton1的計(jì)算公式為 : )N k2s in1(41 πMTt con ?? () 并網(wǎng)逆變器中同步鎖相環(huán)的研究 在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，為了保證并網(wǎng)電流和電壓嚴(yán)格同頻、同相（只有在功率調(diào)節(jié)器中出于無功 功率補(bǔ)償?shù)男枰?，才可控的?shí)現(xiàn)一定的相位差），鎖相環(huán)（ PLL－ PhaseLocked Loop）的使用是必不可少的，它的作用是調(diào)節(jié)逆變器輸出的頻率和相位，使其和輸入逐漸進(jìn)入同步鎖定狀態(tài)。 12 軟件鎖相環(huán)的基本原理 軟件鎖相環(huán)路的基本組成如圖 29所示，輸入信號(hào)必須是一個(gè)經(jīng)過整形的 TTL 電平信號(hào)，鑒相程序可以識(shí)別出計(jì)數(shù)器輸出的取樣信號(hào)相位與輸入信號(hào)相位之間的相位差；環(huán)路濾波軟件控制著環(huán)路相位校正的速度與精度； PCC 為可編程控制計(jì)數(shù)器，也可將其稱為本地受控定時(shí)器，其計(jì)數(shù)周期受環(huán)路濾波軟件的控制。由于周期 （或頻率）與相位之間滿足簡單的積分關(guān)系，而周期（或頻率）的檢測在技術(shù)上較相位檢測方便，因此在實(shí)際系統(tǒng)中往往取周期（或頻率）為獨(dú)立變量。 圖 29 軟件鎖相環(huán) SPLL 的一般組成 基于光伏并網(wǎng)控制的軟件鎖相環(huán)的工作原理 光伏并網(wǎng)控制系統(tǒng)中的鎖相控制環(huán)節(jié)由硬件和軟件兩部分綜合完成，電網(wǎng)電壓采樣后通過硬件電路整形成與其同步的 TTL 方波信號(hào)，此信號(hào)送入 DSP 的 CAP1 口捕捉其上升沿，同時(shí) DSP 內(nèi)部為 CAP1 口分配一個(gè)計(jì)數(shù)器，將該計(jì)數(shù)器設(shè)置為遞增計(jì)數(shù)模式，在捕捉中斷到來時(shí)開始復(fù)位重新計(jì)數(shù)。 軟件鑒相程序可方便的判 斷信號(hào)源（表示電網(wǎng)電壓信號(hào)）與 F2407 周期寄存器 T1PR（表示參考電流信號(hào)）相位的超前和滯后。上升沿到來時(shí)引發(fā)中斷程序，讀取捕捉中斷計(jì)數(shù)時(shí)基的計(jì)數(shù)值，記為 Tin；讀取周期寄存器當(dāng)前計(jì)數(shù)值，記為 Tref，則 Tref和 Tin分別為鎖相環(huán)的參考輸入和反饋輸入。環(huán)路濾波程序即一套軟件鎖相算法，實(shí)現(xiàn) Tin對 Tref的跟蹤功能。鎖相算法有多種實(shí)現(xiàn)方案。軟件鎖相算法的運(yùn)算結(jié)果重新送入周期寄存器中，使得F2407 的周期寄存器 T1PR 相位跟蹤電網(wǎng)電壓相位變化，從而達(dá)到相位跟蹤的目的。在并網(wǎng)軟件鎖相系統(tǒng)中，根據(jù) F2407 的 EV 模塊產(chǎn)生 SPWM 波的原理可知，周期寄存器 T1PR 的值等于輸出 SPWM 波的載波周期， T1PR 的值與載波比的乘積的 2 倍即為并網(wǎng)電流的基波周期。上述鎖相過程可用流程圖如圖 210 所示： 13 圖 210 并網(wǎng)軟件鎖相環(huán)程序流程 若 CPU時(shí)鐘頻率為 10MHz，則周期寄存器 T1PR 每增加 1，則對應(yīng)并網(wǎng)逆變器輸出電流周期增加 30us（計(jì)算公式為：載波比 *2/fcpu）。若 CPU 時(shí)鐘頻率為 20MHz，則相應(yīng) T1PR 的單位增量，對應(yīng)的輸出周期值的增量為 15us，可見 DSP 的時(shí)鐘頻率是影響 SPLL 速率的一個(gè)因素。而軟件鎖相算 法則是影響 SPLL 的另一個(gè)因素。 并網(wǎng)控制中的鎖相算法分析 與模擬鎖相環(huán)相比，軟件鎖相環(huán)的實(shí)現(xiàn)要簡單得多。通過硬件輔助，鎖相環(huán)的實(shí)質(zhì)就是對，使 T1PR 跟蹤給定 Tref（電網(wǎng)電壓周期）的變化。用示意圖表示如圖 211所示 : 圖 211 并網(wǎng)控制中軟件鎖相環(huán)的實(shí)質(zhì) 因?yàn)樵谡{(diào)節(jié)過程中頻率不能變化太大，需要對鎖相算法結(jié)果進(jìn)行限幅，使輸出電流周期在 Tmax－ Tmin。范圍內(nèi)波動(dòng)。同時(shí)，限幅環(huán)節(jié)保證了輸出頻率在 50Hz 左右，可起到了防止鎖相環(huán)失鎖的功能。 算法一：逐次逼近算法 該算法的指導(dǎo)思想是：若誤 差 (e=Tref－ Tin)小于零，使周期寄存器 TPR 長度減 1；反之，若誤差大于零，使 TPR 的值加 1；如此反復(fù)調(diào)整后控制誤差在一個(gè)極小的范圍內(nèi)來回?cái)[動(dòng)。該算法的實(shí)質(zhì)就是通過反復(fù)調(diào)整 TPR，且每次調(diào)整量為 1個(gè)計(jì)數(shù)長度，來使 Tin 漸次逼近Tref，它實(shí)際上是一個(gè)以軟件實(shí)現(xiàn)的簡單比例調(diào)節(jié)系統(tǒng)。這種算法的缺點(diǎn)是鎖相時(shí)間相對較長。舉例說，調(diào)整并網(wǎng)電流從 50Hz 變化為 51Hz，需要的調(diào)整時(shí)間為 52 個(gè)中斷周期，但其優(yōu)點(diǎn)是超調(diào)量為零。 算法二：最優(yōu)時(shí)間 PLL 14 圖 212 示出了最優(yōu)時(shí)間法的鎖相過程。圖 (a)(b)分別表示輸入和 輸出信號(hào)，圖 (c)表示調(diào)節(jié)增量。當(dāng) (a)的周期在 t=t0時(shí)從 T1變化到 T2(在 PLL 中一般都選擇周期而不是頻率作為變量進(jìn)行分析 )， (b)跟蹤 (a)，但 (b)對變化的響應(yīng)有一個(gè)周期的誤差，因?yàn)橹挥械较乱粋€(gè)中斷 t=t1時(shí)， PLL才能偵測出這個(gè)誤差，按照最快跟蹤的原則，在下一個(gè)中斷 t=t2時(shí) PLL 才補(bǔ)償這個(gè)誤差增量。 圖 212 最優(yōu)時(shí)間 PLL 算法示意圖 這種鎖相調(diào)節(jié)器對輸入信號(hào)的跟蹤僅需 2 個(gè)中斷周期，但實(shí)驗(yàn)及仿真結(jié)果表明，其超調(diào)量達(dá)到了幾乎 100%，這將導(dǎo)致并網(wǎng)逆變器輸出波形的劇烈震蕩，可能會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重后果，因此實(shí)際并網(wǎng)系統(tǒng)中不宜采用。顯然，光伏并網(wǎng)發(fā)電的實(shí)踐需要一個(gè)比較執(zhí)中的 PLL 方案。 上面提出的算法 (1)屬于具有最小超調(diào)量，但鎖相速度最慢的情況，算法 (2)具有最快響應(yīng)時(shí)間，但幾乎達(dá)到 100%的超調(diào)量。從 PLL 的數(shù)學(xué)模型理解，鎖相算法的設(shè)計(jì)，本質(zhì)上即選擇合適的ξ和ω n以協(xié)調(diào)鎖相速度和調(diào)節(jié)時(shí)間之間的矛盾。 本章 小結(jié) 本章分析光伏并網(wǎng)逆變器的控制目標(biāo)，并介紹了常用的并網(wǎng)逆變控制方法。本章對并網(wǎng)逆變器的各種控制