【文章內(nèi)容簡介】 過壓、過流、過熱保護，所以選擇方案二。 電流變送器方案 在測量各類非物理量，都需要轉(zhuǎn)換成模擬量電信號才能傳輸?shù)斤@示設備上，這種將物理量轉(zhuǎn)換成電信號的設備是十分重要的，主要考慮以下幾點： 3 方案一：電流型變送器將物理量轉(zhuǎn)換成 420mA 電流輸出，必然要有外電源供電。最典型的是采用變送器需要的兩根電源線，再加上兩根電流線，總共 4 根線，但在應用設備中控制的距離遠，就意味著成本高。 方案二：在四線制的基礎上，省去兩根導線，降低成本，減少使用的難度。 根據(jù)題目要求，采用電流信號的原 因是不容易受干擾。并且電流源內(nèi)阻無窮大，導線電阻串聯(lián)在回路中不影響精度。但是二線制的成本低，所以選擇二線制電流變送器。 模數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案 在系統(tǒng)中，數(shù)模轉(zhuǎn)換方案十分重要，有以下方案： 方案一：采用單片機內(nèi)部的 ADC 轉(zhuǎn)換電路，這種方案節(jié)省資源，減輕軟件設計難度，但是其轉(zhuǎn)換精度比較低，不適合本系統(tǒng)對精度的要求。 方案二：使用 24 位數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片 ADS1255，具有 業(yè)界最高性能的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，可以達到較高的轉(zhuǎn)換精度。 由于本系統(tǒng)對轉(zhuǎn)換精度和低功耗有相當高的要求，而單片機內(nèi)部的 ADC 對轉(zhuǎn)換精度比較低，權衡的考慮軟 硬件復雜度和實際的效果，我們選擇 24 位數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片ADS1255 作為模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的主芯片。 信號調(diào)制方案 由于題目的要求和所需得到的波形， DDS 在本電路的要求中比較高，有以下方案： 方案一：采用專用信號發(fā)生器。 MAX038 是美信公司的低失真單片信號發(fā)生器集成電路，內(nèi)部電路完善。使用該芯片，設計簡單，可以生成同一頻率信號的各種波形信號，但頻率精確度和穩(wěn)定度都難以達到題目要求。 方案二：采用傳統(tǒng)的直接頻率合成法直接合成。利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器完成對頻率的算術運算。由于采用大量的倍頻、分頻、 混頻和濾波環(huán)節(jié)，導致直接頻率合成器的結構復雜，體積龐大，成本高，而且容易產(chǎn)生過多的雜散分量，難以達到較高的頻譜純度。 方案三：采用直接數(shù)字合成（ Direct Digital Frequency Synthesizer,簡稱 DDS 或DDFS）。用隨機讀 /寫存儲器 RAM 存儲所需波形的量化數(shù)據(jù)，按照不同頻率要求，以頻率控制字 K 為步進對相位增量進行累加，以累加相位值作為地址碼讀取存在存儲器內(nèi)的波形數(shù)據(jù)，經(jīng) D/A 轉(zhuǎn)換和幅度控制，再濾波即可得所需波形。 DDS 具有相對帶寬很寬，頻率轉(zhuǎn)換時間極短 (可小于 20 微妙 )，頻率分辨 率高，全數(shù)字化結構便于集成以及輸4 出相位連續(xù)，頻率、相位和幅度均可實現(xiàn)程控，因此，可以完全滿足本題目的要求。 DDS運算速度高，系統(tǒng)集成度強的優(yōu)勢設計的這種信號發(fā)生器，比以前的數(shù)字式信號發(fā)生器具有速度更快，且實現(xiàn)更加簡便。 從題目要求來看，上述三種方案都可以滿足題目合成頻率范圍的要求，但信號發(fā)生器產(chǎn)生的頻率穩(wěn)定度、精確度都不如 DDS 合成的頻率；另一方面， DDS 比信號發(fā)生器更容易精確控制，所以我們選擇 DDS 芯片進行頻率合成。 系統(tǒng)總體框圖 可調(diào)電阻信號調(diào)理電 源電流接收電流變送ADC液 晶DDS+ 24V4 20m A M SP 430 單片機可調(diào)電阻信號調(diào)理電 源電流接收電流變送液 晶單片機 圖 21 系統(tǒng)總體框圖 5 3 理論分析與計算 DDS 的理論分 析 DDS 的基本原理是在高速存儲器中放入正弦函數(shù) —— 相位數(shù)據(jù)表格，經(jīng)過查表操作，將讀出的數(shù)據(jù)送到高速 DAC 產(chǎn)生正弦波?？删幊?DDS 系統(tǒng)原理如圖 31 所示 。 圖 31 DDS原理圖 N：相位累加器位數(shù)； M：相位累加器實際對 ROM 尋址的位數(shù)； S： ROM 輸出正弦信號 (離散化 )的位數(shù)； 位數(shù)：相位累加器舍去的位數(shù)，滿足位數(shù) =NM。 DDS 系統(tǒng)由頻率控制字、相位累加器、正弦查詢表、數(shù) /模轉(zhuǎn)換器和低通濾波器組成。參考時鐘為高穩(wěn)定度的晶體振蕩器，其輸出用于同步 DDS 各組成部分的工作。 DDS系統(tǒng)的核心是相位累加器，它由 N 位加法器與 N 位相位寄存器構成，類似于一個簡單的計算器。每來一個時鐘脈沖，相位寄存器的輸出就增加一個步長的相位增量值，加法器將頻率控制數(shù)據(jù)與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加，把相加結果送至累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端。相位累加器進入線性相位累加，累加至滿量程時產(chǎn)生一次計數(shù)溢出，這個溢出頻率即為 DDS 的輸出頻率。正弦查詢表是一個可編程只讀存儲器 (PROM)，存儲的是以相位為地址的一個周期正弦信號的采樣編碼值，包含一個周期正弦波的數(shù)字幅度信息，每個地址對應于正弦波中 0~360176。 范圍的 一個相位點。將相位寄存器的輸出與相位控制字相加，得到的數(shù)據(jù)作為一個地址對正弦查詢表進行尋址，查詢表把輸入的地址相位信息映射成正弦波幅度信號，驅(qū)動 DAC，輸出模擬信號。低通濾波器平滑并濾除不需要的取樣分量，以便輸出頻譜純凈的正弦波信號。 DDS 的參數(shù)計算 6 對于計數(shù)容量為 2N 相位累加器和具有 M 個相位取樣點的正弦波波形存儲器，若頻率控制字為 K，輸出信號頻率為 f o，參考時鐘頻率為 f c，則 DDS 系統(tǒng)輸出信號的頻率為 f o=kfc/2N （式 3— 2） 輸出信號頻率的頻率分辨率為 △ f min=fc/2N （式 3— 3） 由奈奎斯特采樣定理可知， DDS 輸出的最大頻率為 f max=fc/2 (式 3— 4 ) 頻率 控制字可由以上公式推出： K=f o 2N/fc （式 3— 5） 當外部參考時鐘頻率為 50MHz，輸出頻率需要為 1MHz 時，系統(tǒng)時鐘經(jīng)過 6 倍頻，使得 f c 變?yōu)?300MHz，這樣就可利用以上公式計算出 DDS 的需要設定的控制頻率字K=248/300。 載頻參數(shù)計算 本題要求 ： 輸出頻率范圍是 1000KHz2021KHz， 頻率分辨率為 100Hz，頻率穩(wěn)定度優(yōu)于 104， 信號波形無明顯失真。 系統(tǒng)頻率調(diào)整的步進是 100Hz。 DDS 邏輯電路的工作時鐘是 25M，所以： 25M 247。 100 ＝ 250000 （小于 2 的 18 次方） 所以， DDS 的頻率字只要多于 18 個 bit，頻率調(diào)整的步進就能小于 100Hz。本系統(tǒng)采用的頻率控制字為 32bit，充分滿足頻率調(diào)整步進的要求。 本系統(tǒng)的工作時鐘由晶振提供的時鐘通過 DDS 芯片 AD9851 的 6 倍頻得到。而晶振的頻率穩(wěn)定度為 106 量級，所以整體頻率穩(wěn)定度： 106 6= 105，在 105 量級，滿足題目要求。 參數(shù)計算 本題要求當變送器端輸入的可調(diào)電阻值在 1000Ω － 2021Ω 之間變化時，輸出的相應正弦信號的頻率在 1000kHz－ 2021kHz 之間變化。顯示分辨率為 100Hz,由此可計算出單片機發(fā)送的頻率控制字 K 的個數(shù)至少為： （ 2021K1000K） /100=10000 個 7 對應的數(shù)字量至少為 10000 個，這樣需要一個高精度的 ADC 轉(zhuǎn)換芯片， 至少對輸入的模擬量能產(chǎn)生不少于 10000 個采樣點，因此選用 ADC 芯片的分辨率不低于 16 位，為了取得更高的精度，所以本設計選用分辨率為 24 位 ADC 轉(zhuǎn)換芯片（ ADS1255IDBT）。 電 源運放的分析 在設計 兩線制 V/I 變換電路時，需要選擇一款合適的電源運放芯片。 LM324 是最常見的也是價格最低的單電源運放，耗電 400uA/運放。單電源供電時，輸入從 ～ 。若果換成 OP07 等精密放大器，因為輸入電壓不允許低至 0V，在該電路中反而不能正常工作。 R5 和 U1 構成基準源，產(chǎn)生 穩(wěn)定的基準電壓。 OP27 構成一個同向放大器，將基準放大，向調(diào)理電路及傳感器供電。因為寬輸入電壓、低功耗的穩(wěn)壓器稀少成本高；將基準放大作為穩(wěn)壓電源是一個廉價的方案。所以選擇 LM324。 8 4 硬件電路設計 電源模塊分析與設計 圖 41 電源的基本框圖 正弦信號發(fā)生器需要 DDS 芯片 AD9851 來產(chǎn)生信號源，用到單片機來控制系統(tǒng)等。系統(tǒng)使用的直流穩(wěn)壓電源電壓需要多個值，且要求輸出電壓穩(wěn)定，紋波電壓小。為此，我們用 LM317 設計兩路電壓可調(diào)電源，需用到兩種不同電壓時可將電源地端相連為系統(tǒng)供電。則可輸出穩(wěn)定電壓，我們本系統(tǒng)中使用到 +24V 和 +5V 穩(wěn)壓電源。（電源模塊的原理圖如圖 42 所示） V i n1GND2V ou t3L M 31 722 0 V1234B R I D G E 1C2+22 0 0u FC122 0 0u FC3200R210KR110KR3200R422 0 0u FC6+22 0 0u FC4C5V i n1GND2V ou t3L M 31 7D2I N 4 00 7D1I N 4 00 724V5V.... ... ........ 圖 42 電源原理圖 為了讓輸出的電壓穩(wěn)定，我們采用 LM317 三端集成可調(diào)的穩(wěn)壓電源， LM317 是 可調(diào) 集成穩(wěn)壓器芯片，可以達到大范圍的輸出電壓的調(diào)整。 穩(wěn)壓電源一般有 5 部分，即電流降壓電路、整流電路、濾波電路、穩(wěn)壓電路、保護電路。由 LM317 組成的穩(wěn)壓電路，交流 220V電壓經(jīng)電源變壓器降壓整流得到直流電壓，電源變壓器 整流 濾波 穩(wěn) 壓 9 此電壓通過濾波電路輸入到集成穩(wěn)壓器輸入端，在集成穩(wěn)壓器可達到 直流電壓。 集成穩(wěn)壓器的自身保護原理： 為獲得較高的輸出電壓值， LM317 穩(wěn)壓器的調(diào)節(jié)端余地之間的電阻值及其壓降往往較大。穩(wěn)壓器的輸入端接入電容，提供足夠的電流供給，同時防止可能發(fā)生 的自激振蕩以及減小高噪聲和改善負載的瞬態(tài)響應。當輸入端發(fā)生短路時，為此在穩(wěn)壓器兩端并接二極管 D1，輸入端短路時通過 D1 放電，保護穩(wěn)壓器。 在此電路中我們采用的器件有 :有極性電容、無極性電容、 LM31變壓器、二極管、電位器 。 壓力橋及調(diào)理電路模塊分析與設計 1234503RgV C CR0503V C C = 5VO P 27762100R兩線制V / I變換器。 。壓力橋2813 4675A D 623V o= － 2VV c c = 5VV3 圖 43 調(diào)理電路 選用 AD623 可在 5V 電壓下工作， AD623 是常用的低功耗精密差動放大器，用在差分輸出前級放大。 AD623 失調(diào)最大 200uA，變送應用保證的精度足夠。 Ro 將 疊加在 AD623 的 REF 腳上，在壓力等于零的情況下通過調(diào)整 Ro 使輸出 4mA，再調(diào)整 Rg輸出 20mA,完成校準。在設計電路時，壓力傳感器相當于一個千歐級的電阻，耗電一般比大。適當降低壓力橋的激勵電壓可以減小耗電電流。但是輸出幅度也隨之下降，需要提高 AD623 的增益。圖中我們采用恒壓供電，在實際的應用中需要恒流供電才能獲得較好的特性，可用一個運放構成恒流源為其提供激勵。 10 通過調(diào)整壓力橋的電阻值，將物理量轉(zhuǎn)換成電參量，調(diào)理電路將輸出的微弱信號或非線性的電信號進行放大、調(diào)理、最終轉(zhuǎn)化為線性的電壓輸出。 兩線制變換電路的設計與分析 L M 32 4O P 2Q1Re200R5100U1L M 38 5 2. 5R520 0 KR110 0 KR310 0 KR410 0 KR210 0 KL M 32 4O P 1傳感器及調(diào)理電路V c c /V R E FOUTGND0. 4 2VV0A 點B 點≈ 10 0u A. ..Is12 － 36V... ..D1 圖 44 兩線制變換電路 兩線制 V/I 變換電路是一種可以用電壓信號控制輸出電流的電路。兩線制 V/I 電路與一般 V/I 變換電路不同。兩線制 V/I 電路的電壓信號不是直接控制輸出電流，而是控制整個電路自身耗電電流。同時，還要從電流環(huán)路上提取穩(wěn)定的電壓為調(diào)理電路供電。 圖 4— 4 是基本的原理圖，圖中 OP Q R R Rs 構成了 V/I 變換器。分析反饋過程：若 A 點因為某種原因高于 0V，則運放 OP1 輸出電壓升高，通過 Re 電流變大。相當于整體耗電變大，通過采樣電阻的 Rs 的電流也變大， B 點電壓變低。結果通過 R2的將 A 點電壓拉下來。反之，若 A 點因某種原因 低于 0V，也會被負反饋抬高回 0V?？傊?，負反饋的結果是： OP1 虛斷， A 點電壓 =0V。 由于 u=u+,所以可求得輸出電壓 UO 與輸入電壓 Ui 的關系為 Uo=(1+Rf/R1)U+=(1+Rf/R1)Ui （ 式 4— 5）當 Uo=5V,Ui= 時； Uo=(1+Rf/R1)Ui （式 4— 6） Rf= R1=100k 分析 V0 對耗電的控制原理： 流過 R1 的電流： 11 I1=Vo/R1 （式 4— 7） B 點的電壓： VB=I1*R2=Vo*R2/R1 （式 4— 8） 取 R2=R1 時，有 VB=Vo 電源負和整個變送器電路之間只有 Rs、 R2 兩個電阻，因此所有的電流流過 Rs 和 R2。 電路的總電流： Is=Vo/(Rs∥ R1) （式 4— 9） 如果取 R2﹥﹥ Rs: 則 Is=Vo/Rs 當調(diào)理電路輸出 的時候，總耗電電流 4mA20mA，若不能滿足 R2〉〉Rs 也沒關系， R2 與 Rs 并聯(lián)是個固定的值， Is 與 Io 仍然是線性的關系，誤差比例系數(shù)在校準時可以消除。 電流接收器模塊 136245127 10118131415169R C V 420+ 24 VV out (0 5v)+0V變送器. .. .. 圖 410電流接收電路 RCV420 是精密的電流 它包含了一個高級運算放大器、一個精密電阻網(wǎng)絡和一個精密電壓基準。其總轉(zhuǎn)換精度為 ％， RCV420 在滿量程的電壓下降壓僅為 。 當輸出 420mA 電流對應 05V電壓輸出時，要求電路的傳輸阻抗為： Vout/Iin=5V/16mA=為了得到期望的輸出（ 4mA 時 0V， 20mA 時 5V），放大器的輸出必須有一個偏置： Vos=4mA (03125 V/mA)= 輸入電流信號接至 +IN 端還是 IN 端取決與信號的極性，并經(jīng)過中心抽頭 CT 返回地端。 12 兩個匹配的 75Ω 檢測電阻 Rs 構成對稱輸入，可最程度地抑制 CT 腳的共模電壓信號，消除不同輸入端電流在差分電壓轉(zhuǎn)換時的不均衡。檢測電阻將輸入的電流信號經(jīng)過差分放大器放大，轉(zhuǎn)換成 一個與之成正比的電壓。 環(huán)接受芯片，用于將 420mA 輸入信號轉(zhuǎn)換成 05V輸出信號 。 24 位 ADC 轉(zhuǎn)換電路設計 本設計中 AD 采樣的精度對正弦信號的控制要求相當高，在本設計基礎部分中我們曾用到 MSP430 系列單片機內(nèi)部自帶 12 位 ADC，但發(fā)現(xiàn)其不能滿足題目發(fā)揮部分對信號采集分辯率的要求，因此必須選擇一款分辯率位數(shù)較高的 AD 芯片。 ADS1255 是 T